GR. ANTONESCU ENEEA BARBU 0 CIULIN V. TEODORESCU RECEPTOARE RADIO Manual pentru licee industriale cu profil de electrotehnică, anii IV, V, școli de maiștri și de specializare postiiceală Ing. Gr. ANTONESCU Ing. D. CIULIN Dr ing. ENEEA BARBU Ing. V TEODORESCU RECEPTOARE RADIO CONSTRUCȚIE Șl DEPANARE MANUAL PENTRU LICEE INDUSTRIALE CU PROFIL DE ELECTROTEHNICĂ, ANII IV—V, ȘCOLI DE MAIȘTRI SI DE SPECIALIZARE POSTLICEALĂ EDITURA DIDACTICĂ Șl PEDAGOGICĂ—BUCUREȘTI, 1977 Capitolul 1 TRANSMITEREA INFORMAȚIEI PRIN RADIO Din cele mai vechi timpuri, oamenii au simțit nevoia transmiterii ra- pide a informației la distanță. Prin descoperirea undelor radio s-au putut realiza transmisii de mari cantități de informație la distanțe ce depășesc limita orizontului vizibil. în funcție de natura informației și de modul ei de utilizare, aceasta se poate prezenta sub forma auditivă, vizuală, electrică etc. Transmiterea informației la distanță se realizează prin intermediul unui post de transmisie, care prelucrează (modulează) informația sub o formă convenabilă propagării ei în spațiu, și a unuia (sau a mai multor) posturi de recepție, care prelucrează (demodulează) informația primită din spațiu sub o formă convenabilă utilizării. Propagarea se realizează prin unde radio, ai căror parametri sînt variați (modulați) în ritmul informației de transmis. Undele radio se obțin cu aju- torul unor tensiuni și al unor curenți electrici prin utilizarea unei antene. Cu cît viteza de variație în timp a curenților electrici (deci frecvența lor) este mai mare, cu atît dimensiunile antenelor pot fi mai reduse. în funcție de parametrul căruia i se variază mărimea în cursul modu- lației, se pot distinge : modulație de amplitudine, modulație de frecvență, modulație de fază, modulație de cod, modu- lație de durată etc. Pentru radiodifuziune și televiziune sînt utilizate în special modulația de amplitudine (MA) și mo- dulația de frecvență (MF). în ultima vreme se utilizează și tipuri speciale de modulație (MA cu bandă laterală unică, modulație pe subpurtătoare etc.), în special pentru receptoarele stereo și televizoarele în culori, în scopul asigurării compatibili- tății (adică, spre exemplu, un receptor ste- reo să poată recepționa și transmisii mono- fonice, iar un receptor monotonie să poată recepționa — în monotonie, bineînțeles — și transmisii stereo). în principiu, postul de emisie trebuie să dispună (fig. 1.1) de un oscilator 0 de ra- diofrecvență cu o frecvență fixă, care va genera în antenă unda purtătoare. Ieșirea acestui oscilator va fi cuplată la un etaj Fig. 1.1. Schema bloc a unui sistem de transmisie prin radio : 0 — oscilator; A — amplificator; M—modulator; D — demodulator; T — traductor. 3 modulator M, care are ea scop modularea purtătoarei. Etajul modulator va primi deci un semnal modulator obținut prin intermediul unui amplificator, de la un traductor T, care transformă informația ce urmează a fi transmisă în semnale electrice. Ieșirea demodulatorului este eventual amplificată și apoi trecută în antenă pentru a se obține unde radio. Aceste unde se vor propaga pînă la antena postului de recepție, care le va transforma din nou în sem- nale electrice. în scopul obținerii informației transmise după o eventuală amplificare, semnalele modulate trebuie demodulate prin intermediul unui etaj detector D, apoi eventual reamplificate (A) și trecute printr-un traductor cu scopul transformării semnalelor electrice în semnale sub o formă corespunzătoare utilizării (acustice, optice etc.). A. SEMNALE UTILIZATE ÎN RADIODIFUZIUNE în vederea asigurării posibilității recepției oricărui post de emisie de radiodifuziune cu același aparat de radiorecepție, semnalele trebuie să se încadreze într-un standard dat. Pentru radiodifuziune semnalele MA (UMA) vor fi de forma : cos (2 4- unde EA este t.e.m. de RF dată de antenă; _ â — intensitatea cîmpului de RF în care este plasată antena. înălțimea efectivă a unei antene vei ticale sub formă de vergea depinde de înălțimea fizică h a vergelei și este egală cu jumătate din aceasta, adică : , ¹¹ Dacă antena are și o porțiune orizontală (antene în T), această por- țiune conduce la mărirea capacității terminale a antenei și deci la modifica- rea distribuției curenților și tensiunilor în antenă în sensul măririi înălțimii hₑf Pentru o porțiune orizontală infinită se obține hₑf = h. Antenele inductive de tip cadru generează o t.e.m. care depinde de cîmpul magnetic H de RF, de dimensiunile cădi ului și de factorul de calitate al bobinei cadrului. La creșterea dimensiunilor cadrului și a factorului de calitate crește și t.e.m. generată. Mărirea eficacității antenei cadru se face introducînd un miez de ferită, în acest caz concentrarea liniilor de forță ale cîmpului H datorită permeabili- tății [x a feritei permite micșorarea dimensiunilor antenei, păstrînd totuși o eficacitate ridicată. Se poate deci observa că eficacitatea acestor antene depinde de produsul yQ. Datorită modului lor de construcție antenele mai au și pr oprietăți de directivitate, adică generează t.e.m. de valori diferite, în funcție depoziția în spațiu a antenei și a postului de emisie generator a cîmpului de RF. în cazul diagramei de directivitate interesează doar modul cum variază, t.e.m. generată în funcție de unghiul dintre o direcție dată a antenei și postul de emisie, considerîndu-se intensitatea cîmpului de RF aceeași, indiferent de direcție. Diagrama de directivitate se obține urrind vîrfurile vectorului ten- siune electromotoare generată de antenă. Dacă această curbă reprezen- tativă este un cerc, se spune că antena are o caracteristică omnidirecțională (valoarea t.e.m. pentru orice direcție a postului emițător este aceeași). 9 O asemenea antenă nu este directivă. în general antenele au proprietăți directive. Astfel, o antenă de ferită are o caracteristică de directivitate bidi- recțională (în formă de 8). Buclele caracteristicii de directivitate se numesc lobi. Unele caracteristici de directivitate au lobi diferiti ca dimensiuni. Lobul cel mai mare se numește lob principal. Directivitatea unei antene se poate aprecia după unghiul de deschidere a lobului principal. Cu cit acest unghi va fi mai mic cu atît antena va fi mai directivă. Unghiul de deschi- dere a lobului principal se obține ducînd la bucla lobului tangentele din origine (din punctul în care se află plasată antena). Diversitatea mare de tipuri de antene conduce în mod implicit la necesitatea unor circuite de in- trare în radioreceptor, specifice fie- cărui tip de antenă. Deoarece para- metrii unei antene depind nu nu- mai de tipul, ci și de modul de con- strucție și de dimensiunile antenei, este necesară adoptarea unei ante- ne „standardizate”. în acest mod se dispune de un criteriu de apreci- ere a sensibilității radioreceptoa- relor. Pentru antene de tip capaci- tiv s-a ales ca antenă standard an- Flg. 2.4. Variația cu frecvența a rezistenței și tenacuAₑ/ — 4m, iar pentru ante- reactanței antenei artificiale standard. ne de tip inductiv, antena de tip dipol îndoit cu Zₜ — 300 D. Pentru fiecare tip de antenă standardizată corespunde o anumită impe- lanță a circuitului echivalent. în figurile 13.3,13.4,13.5,13.6 se indică sche- uele echivalente ale acestor impedanțe pentru diversele tipuri de antene, ar în figura 2.4 modul de variație a rezistenței și reactanței unei antene arti- ficiale standard cu frecvența. Cunoscînd impedanța și t.e.m. dată de antena standardizată, se pot de- termina atît sensibilitatea radioreceptorului, cît și condițiile în care adap- tarea antenei la receptor conduce la performanțe optime. B. CIRCUITE DE INTRARE 1. GENERALITĂȚI Circuitele de intrare trebuie să asigure cuplajul cu antena în asemenea tondiții încît variația impedanței antenei (spre exemplu datorate faptului să vîntul mișcă antena și că schimbă în consecință capacitatea ei față de pă- nînt) să aibă o influență neglijabilă asupra frecvenței centrale și a benzii de recere a acestor circuite. Circuitele de intrare trebuie să asigure o anumită >andă de trecere pentru a atenua suficient frecvența imagine și pentru a nu 10 introduce distorsiuni de frecvență în MA sau de neliniaritate în MF prin atenuarea benzilor laterale ale semnalului recepționat. Frecvența centrală a acestor circuite trebuie să poată fi variată comod. De asemenea, circuitele de intrare trebuie să asigure fie un cîștig în tensiune, în cazul radioreceptoarelor echipate cu tuburi la frecvențe radio coborîte (gamele de UL, UM, US), datorită faptului că în acest caz impedanța de sarcină a circuitului de intrare (spațiul grilă-catod) este foarte mare (de ordi- nul sutelor de megaohmi), fie adaptarea de putere, în cazul radioreceptoa- relor tranzistorizate sau în gama de UUS, deoarece în acest caz impedan- ța de sarcină a circuitelor de intrare este redusă (de ordinul kilooh- milor). Circuitele de intrare pot fi simple (prin utilizarea unui singur circuit acordat) sau cu filtru de bandă. Pentru frecvențe radio coborîte circuitele de intrare simple se pot clasifica după modul de cuplaj cu antena. Se cu- nosc circuite de intrare cuplate direct, cu cuplaj prin capacitate la capă- tul cald, cu cuplaj prin capacitate la capătul rece, cu cuplaj prin induc- tanță cu priză, cu cuplaj prin inductanță mutuală, cu cuplaj mixt (și capa- citiv și inductiv) și circuite de intrare cu antenă de ferită sau cadru. în ultima vreme receptoarele sînt echipate din ce în ce mai mult cu cir- cuite de intrare capabile să funcționeze cu orice tip de antenă. 2. CIRCUITUL DE INTRARE CU CUPLAJ DIRECT Acest circuit se utilizează numai la radioreceptoarele foarte simple, spre exemplu la radioreceptorul cu simplă detecție (fig. 2.5). Condensatorul C are o valoare suficient de mare pentru a permite trecerea semnalelor de RE neatenuate. Considerînd circuitul acordat ca avînd impedanța Zₒ la acord, rezultă : X. < Zₒ sau — < = QImq» coₒ C Cco₀ relație din care se poate deduce : C > - "sanO Q Q unde : (2.1) (2-2) r Cᵥar. în această relație Q este valoarea factorului de calitate al circuitului de sarcină. Presupunînd că intrarea în radiorecep- tor prezintă o impedanță foarte mare (capaci- tatea de intrare se consideră ca făcînd parte din circuitul acordat), factorul de calitate al circui- tului acordat LCV în absența conectării antenei va fi Qₒ (^-ul propriu al circuitului). în general Qₒ are valori între 50 și 280. în momentul conec- tării antenei, dacă ZA = RA + jXA este impe- danța antenei, schema echivalentă a circuitului de intrare va fi ca în figura 2.6. Ținînd seamă de relația (2.2) se vede că se poate neglija influența capacității C. Se poate neglija de asemenea și Radio- receptor Fig. 2.5. Circuit de intrare cu cuplaj direct. 11 impedanța de intrare a radioreceptorului, dacă aceasta este mare compara- tiv cu impedanța circuitului acordat. Datorită conectării antenei, frecvența de acord și Q-ul circuitului LCV se vor modifica. Aplicînd teorema lui Northon se poate trece de la schema din figura 2.6 la schema din figura 2.7, în care 1=—. Pentru a putea tre- ^^t ce la forma unui circuit acordat paralel obișnuit, se înlocuiește grupul RA și XA serie cu grupul echivalent paralel (RAₚ și XAP). în calcule ZA se va considera ca fiind impedanța echivalentă a antenei standard, a cărei schemă echivalentă este dată în figura 15.3. Această schemă Fig. 2.6. Schema echivalentă a circuitului din figura 2.4. Fig. 2.7. Schema echivalentă a circuitului din figura 2.5. poate fi utilizată pentru toate lungimile de undă cuprinse între 2 000 și 10 m. Variațiile elementelor ZA, RA și XA în funcție de frecvență pot fi urmărite în graficul din figura 2.4. Se observă că pentru frecvențe pînă aproape de 2 MHz se poate considera mare. în consecință, pentru aceste frecvențe se poate scrie : Cr = cᵥ + CA (2.3) în care Q' este factorul de calitate al circuitului acordat LCV cu antena co- nectată. Din relația (2.4) se poate observa că circuitul acordat LCV la conec- tarea antenei se va dezacorda de la frecvența/₀ la o altă frecvență dată de relația: i 2" F L (Cᵥ + CA) (2.5) Se observă de asemenea că la cuplarea antenei apare și o reducere con- siderabilă a factorului de calitate, ceea ce micșorează selectivitatea acestui circuit. Din aceste motive circuitul de intrare cu cuplaj direct nu este între- buințat decît la radioreceptoarele foarte simple. Circuitul cu cuplaj direct nu are nici cîștig în tensiune. Astfel, în cazul circuitului cu cuplaj direct __ ^intrare radicrrcepttr Uantenă^pămînt este evident 1. 12 Dacă circuitul cu cuplaj direct este utilizat la un radioreceptor la care impedanța de intrare este finită (spre exemplu la un radioreceptor cu simplă detecție) se impune să existe o adaptare de putere cu această rezistență. Condițiile adaptării de putere (transferului maxim de putere) sînt: acordul circuitului pe frecvența /₀ și egalitatea rezistenței antenei (a generatorului) cu rezistența echivalentă de sarcină (a radioreceptorului). în cazul unei bune adaptări pe sarcină se va obține jumătate din tensiunea de RF în gol a antenei. Circuitul de intrare cu cuplaj direct poate fi și serie, ca în figura 2.8. 3. CIRCUITUL DE INTRARE CU CAPACITATE LA CAPĂTUL CALD Acest circuit (fig. 2.8) nu se deosebește ca schemă de circuitul cu cuplaj direct, singura diferență constînd în valoarea capacității de cuplaj cu antena C care în acest caz are o valoare mică față de condensatorul Cᵣ în scopul Radio receofor Fig. 2.9. Schema echivalentă a circuitului din figura 2.8. Fig. 2.8. O altă variantă a circuitului de intrare cu cuplaj direct (cu circuit acor- dat serie). micșorării cuplajului cu antena (0 = 25 pF). în acest mod cuplajul cu an- tena scade mult, scăzînd totodată și influența parametrilor antenei asupra circuitului de intrare. Cu unele neglijări și utilizînd relațiile de trecere a elementelor RC sau LR din serie în paralel se obține schema echivalentă din figura 2.9, în care : (2.6) t +C,) ,iAC₁ o>(Cᵥ + CJ UCᵥ^ (2.12) T G1 și deci ținînd seamă de relația (2.10) se obține : ⁽²J³> Analizarea relațiilor de mai sus conduce la următoarele observații: — Dacă condensatorul C are o valoare suficient de mică (de ordinul pF) dezacordul este relativ mic 10 kHz la f = 500 kHz). — Pentru valori mici ale capacității C factorul de calitate rămîne prac- tic neschimbat la cuplarea antenei. 14 — Cîștigul în tensiune al circu- itului de intrare variază relativ mult cu frecvența (fig. 2.10). în cadrul unei game de undă se poate considera inductanța L constantă, rezultînd în consecință că factorul de transfer va avea o valoare maximă pentru o anumită valoare a cuplajului deoarece la creșterea cuplajului crește raportul ———, dar scade Q' Q+c/ Raportul între KA ₘₐₓ și KA ₘᵢₙ gamei de undă) : Fig. 2.10. Variația câștigului în gamă pentru circuitul de intrare cu capacitate la capătul cald, va fi (pentru cele două capete ale ^A max ^A min Q' c, Cj+Q, min ______ __Q ^1 C^C v max (2.14) Considerînd Cᵣₘₐₓ = 500 pF și Cᵣₘᵢₙ =20 pF, iar = 9,9 pF, rezultă : 9, 9 + 500 a - ---------=17. 9,9 + 20 (2.15) O asemenea variație a factorului de transfer în gamă implică o variație mare a sensibilității radioreceptorului în gamă, ceea ce nu este de dorit. Din acest motiv, acest circuit de intrare nu se utilizează la radiorecep- toarele de calitate atunci cînd acordul circuitului se face prin variația con- densatorului Cᵥ. Din cauza simplității lui însă acest tip de circuit este totuși utilizat la multe tipuri de radioreceptoare. Dacă acordul circuitului se face prin variația inductanței L, atunci factorul de transfer KA rămîne con- stant în gamă atît timp cit Q’ este indepedent de frecvență. Circuitul cu cuplaj prin capacitate la capătul cald utilizat la radio- receptoarele cu tranzistoare. în acest caz circuitul trebuie modificat ca în figura 2.11 sau ca în figura 2.12 deoarece intrarea în radioreceptor nu mai prezintă o impedanță foarte mare, ci o impedanță relativ mică (de ordinul kiloohmilor). Din acest motiv nu se mai pune problema realizării unui cîștig de tensiune, ci problema adaptării de putere. Uneori adaptarea de putere conduce la obținerea unui factor de calitate în sarcină a circuitului mult mai mic, din care cauză circuitul nu mai prezintă o selectivitate suficientă. Uneori se renunță la o adaptare de putere corectă, realizîndu-se un compro- mis între obținerea unei selectivități suficiente a circuitului și obținerea unei bune adaptări între antenă și impedanța de intrare a radioreceptoru- lui, circuitul acordat putînd fi considerat ca un transformator de impedanță. Presupunînd că se consideră circuitul LCV drept secțiune de studiat, rezultă că pentru schema din figura 2.11 o valoare mai mică a condensato- rului C va reduce cuplajul cu antena și, în consecință, va micșora rezistența reflectată de antenă în circuitul LCV. în acest caz, pentru realizarea adaptă- 15 rii va trebui montată priza de pe bobina L mai aproape de capătul de masă. Amortizarea circuitului CLc este independentă de realizarea transferului maxim de putere în anumite limite. Cu cît amortizarea circuitului va fi mai mare, cu atît se va spune că circuitul este mai încărcat. Cuplajul cu antena nu poate fi prea strîns V Fig. 2.11. Schema de cuplaj a circuitului de intrare cu capacitate la capătul cald cu primul etaj al unui radioreceptor tran- zistorizat (cuplaj prin autotransformator). Radio- receptor Fig. 2.12. Varianta schemei din figura 2.1 cu cuplaj prin transformator. deoarece în acest caz încărcarea circuitului LCV va fi mare și banda acestui circuit va fi mare de asemenea. Dacă cuplajul cu antena se reduce, aceasta conduce totodată și la reducerea nivelului puterii semnalului indus din ante- nă în radioreceptor, deci la reducerea cîștigului de putere și la reducerea tot- odată și a benzii circuitului, putînd apărea distorsiuni de frecvență, ceea ce de asemenea nu este convenabil. Din considerentele de mai sus rezultă că alegerea unui cuplaj cu antena se realizează ca un compromis între asigurarea unei bune adaptări și a unei selectivități date a circuitului. Schema din figura 2.1 are ca schemă echivalentă circuit ul din figura 2.13. în această schemă ZSᵣₑeste impedanțade intrare a primului etaj tranzistorizat. Fig. 2.13. Schema echivalentă a schemei din figura 2.1. Această impedanță va reflecta la bornele l—V ale circuitului LCᵥo impe- danță : z = — ] Zᵢₙ = n²Z{„, (2.16) ^2 / în care L = L₂ + . Pentru a avea transfer maxim de putere trebuie ca : R,[Z] = RAₚ (2.17) și condiția de acord să fie implicit satisfăcută. 16 Ținînd seamă că la transferul maxim de putere la bornele sarcinii E (bornele l-l') tensiunea va fi —, rezultă că puterea de RF disipată înrezis- tența RₑZ va fi: E² 1 _ E² Eₐ E² 4 ’ BAₚ~ 4 I& ⁼ 4 A 4 ~ 172 = — gFR₄ 4 CAC₄ V² Ca + ) (2.18) deoarece Xcₜ R₄- Rezultă că puterea disipată în rezistența de intrare a radioreceptorului crește cu valoarea condensatorului Cᵥ deci la creșterea cuplajului cu an- tena. Se mai observă de asemenea că această putere depinde de frecvență.. Expresia (2.19) mai poate fi scrisă sub forma : ___1 _ E² Li 1 Rₑ[Z] “ 4 (2.19). Rezistența de intrare a unui etaj tranzistorizat scade cu frecvența.. Spre exemplu, pentru tranzistorul EFT 317 valorile rezistenței de intrare- în funcție de frecvență sînt: f(MHz) ! 0,15 0,3 0,5 . 1 1,6 2 3 6 10 16 19 1 1 5,1 4,9 4,3 3,9 3 1,8 1,5 1,7 0,35 0,22 5,1 5,1 DeoareceputereaE(Rᵢᵣₑ) este proporțională cu frecvența (v. relația 2.81), iar adaptarea se strică către frecvențe ridicate, la care rezistența Rᵢₙ scade- cu frecvența, se poate realiza o variație relativ redusă a puterii P(Rᵢₙ) în gamă. în cazul radioreceptoarelor tranzistorizate, factorul de calitate în. sarcină va fi dat de relația : Q 1+^ Ap (2.20) deci mai redus decît în cazul radioreceptoarelor cu tuburi pentru același cuplaj cu antena. 4. CIRCUITUL DE INTRARE CU CUPLAJ PRIN CAPACITATE LA CAPĂTUL RECE Condensatorul C (fig. 2.14) servește doar pentru a bloca eventualele tensiuni continue sau alternative de frecvențe coborîte care ar putea fi cap- tate de antenă (prin conectarea accidentală a antenei la rețea spre exemplu).. 2-c. 400 17 Capacitatea Cᵣ face parte atît din circuitul acordat cit și din circuitul de antenă, efectuînd ast- fel cuplajul între antenă și circuitul de intrare : Xc < ZA (2.21) sau, în gamele de UM și UL în care Ba XA ; C > CA. (2.22) iFig. 2.14. Schema de principiu a circui- tului de intrare cu capacitate De deltei aceasta Cuplajul CU ia capătul rece. antena se realizează prin intermediul condensatorului Cₓ comun între cir- cuitul acordat și circuitul antenei. Mărirea acestui condensator va conduce la reducerea cuplajului. Neglijînd condensatorul C schema echivalentă a circuitului de intrare din figura 2.14 este că în figura 2.15. Curentul I debitat de antenă (de sursa E) va fi : I = (2.23) ^A + ^AB relație în care Z A = RA + jXA s —— iar Z = —— deoarece impedanța ■circuitului LC„ este foarte mare față de XCₗ (circuitul are Q mare). Cu aces- te înlocuiri, relația (2.23) devine : I ₌----------*------= jw . l/j ca CA + 1/j CO C, C, + CA Tensiunea la bornele AB va fi: —^-E. (2.24) Ci + Ca j co Ci 4“ Ca Tensiunea la bornele condensatorului variabil Cᵥ dacă Cₒ < Cᵣ va fi de Q' ori mai mare decît UAB și deci : Fig. 2.15. Schema echivalentă a circuitului din figura 2.14. (2.25) 18 de unde rezultă cîștigul : A Ue,_______Ca E ~ Cₜ + CA (2.26) Se observă că dacă Q' este constant în gamă, KA nu depinde de frec- vență. Condensatorul Cₓ trebuie să fie mult mai mare decît C„ deoarece în. caz contrar apare o micșorare a întinderii gamei de undă. Astfel, pentru un. circuit LCV simplu, raportul dintre frecvența maximă și minimă a gamei de undă va fi dat de relația : sau fmaz ___ fm in Cp maz Cp min (2.2:7) (2.27*). Dacă în circuitul oscilant intervine și C^ valoarea echivalentă a lui va fi V = TTT (2-28) Gp + Gj iar raportul Cv maz Ci r* _ ^1 + _cvmax Cx +iCpmin (2 29) T maz _ Cp min Cț Ctmin Ci "F Cpjnaz v min Ci + Cv m{n va fi deci mai mic decît raportul Cp maz Cp min Din acest motiv întinderea gamei de undă la radioreceptoarele echipate- cu astfel de circuite de intrare este mai redusă decît la circuitele de intrare- cu cuplaj la capătul cald. Din relația (2.29) se observă că dacă Cₓ :> Cᵥₘₐₓ, atunci se poate ne- glija Cᵥ față de Cₓ și raportul devine egal cu —Alegerea unei valori ^vmin Cᵥ min prea mari pentru condensatorul conduce însă la un cuplaj redus cu antena, și deci la un factor de transfer de tensiune (cîștig) redus (v. relația 2.26), Practic, condensatorul C\ are valori de ordinul miilor de picofarazi, caz în care K este de ordinul unităților (K «1 ... 1,5). La cuplarea antenei se introduce în circuitul acordat LCV și o rezistență serie rₑ datorită rezistenței RA (2.30) ( C;) s v VcJ și atunci Mp L ț r + rₑ 19 Pentru a calcula dezacordul introdus la cuplarea antenei se va neglija rezistența internă a antenei. în acest caz, dacă antena nu este cuplată, •capacitatea echivalentă de acord a circuitului acordat va fi C'„ (v. relația 2.28). în momentul cuplării antenei, cu neglijările de mai sus, va trebui să se considere și CA în paralel pe Cᵣ și deci Pentru rigurozitate în formula (2.28') în locul lui CA va trebui introdus CC ■CA =-----A— și în consecință valoarea dezacordului va fi c + cA ACₜ = C/ - Cᵥ. (2.31) Pentru cazurile practice ACᵣ este de ordinul picofarazilor, de aceea va putea fi neglijat în raport cu CV(CV = 500 pF) la frecvențele coborîte •din gamă. Acest tip de circuit deși nu are cîștig supraunitar este avantajos deoa- rece K nu variază în gamă. El se utilizează în gamele de UM și UL la radio- receptoarele mai simple. Dacă ieșirea circuitului se cuplează direct în grila unui tub amplifi- cator sau mixer, apare un zgomot de rețea datorită faptului că tensiunile de rețea ajung direct din antenă pe grila de comandă a tubului, condensatorul .avînd reactanță foarte mare la această frecvență. Tensiunile de rețea apar la ieșirea radioreceptorului datorită modulării cu zgomot de rețea care are loc pe prima grilă din cauza neliniarității tubului sau tranzistorului. Din acest motiv schema se completează totdeauna prin introducerea în paralel cu condensatorul CY a unei rezistențe de ordinul kiloohmilor. Valoa- rea acestei rezistențe se alege astfel ca la 50 Hz pe grila de comandă a pri- mului etaj să apară tensiuni de rețea neglijabile, iar la/₀, XCₗ < R. în cazul radioreceptoarelor cu tranzistoare, cuplajul circuitului acordat cu primul etaj se face după principiile expuse în figurile 2.11 sau 2.12 dato- rită impedanței de intrare reduse a acestor etaje. 5. CIRCUITUL DE INTRARE CU CUPLAJ PRIN INDUCTANȚA CU PRIZĂ Condensatorul C (fig. 2.16) are același rol ca și în cazul circuitului cu cuplaj prin capacitate la capătul rece. De această dată cuplajul între antena și circuitul acordat LCV se face prin intermediul inductanței L^. Mărirea acestei inductanțe va conduce la mărirea cuplajului și, în consecin- ță, la amortizări și dezacorduri mari. Practic, inductanța L₂ este de cel puțin 4 ori mai mică decît Ly sau de aproximativ 9 ori mai mică decît L(L = Lᵣ + L₂ + 2M), adică priza se ia la circa 1/3 din numărul de spire al lui L. Dacă se consideră că cuplajul cu antena trebuie să fie slab pentru a nu dezacorda și amortiza mult circuitul acordat LCV, L^LV Eig. 2.16. Circuit de intrare cu cuplaj prin inductanță cu priză. 20 și deci se poate considera r = ca aparținînd doar bobinei Lₜ. Cu acts- te considerente, schema echivalentă a circuitului cu cuplaj prin induc- tanță cu priză arată ca în figura 2.17. Pentru gamele de UL și UM, negli- jînd pe RA față de XA, și ținînd seamă că cuM <<; — se obține : Ca ’ UAB = E-------------=----------=------E-- (2.32) 1.1 tox j <0 ¹--------1 — ----- j 4 — <04 - Pentru Cᵥ de ordinul sutelor de picofarazi co și deci Ucᵣ E (2.34) Se observă că dacă Q' este constant în gamă factorul de transfer K va- riază relativ mult în funcție de frecvență. Pentru a calcula dezacordul produs de cuplarea antenei se va neglija RA față de XCₐ. în consecință, la bornele AB impedanța ZAB va fi ZAB ss. jcoZ₂ dacă antena nu va fi cuplată sau Z'AB s j«Z₂ cuplează antena, adică —-— atunci cînd se i C₂ + — 1— „ J RA și jwjf AC₄. Trecînd grupul CARA din serie în paralel rezultă : Această rezistență este în paralel cu L₂. Dacă Xₗ₂ < XCA, atunci se poate trece grupul L₂RₜA din paralel în serie și rezultă : ᵣ~ xzᵤ * =------= „— 21₄ ^VA Xqₐ și în consecință Q' =-^ =---------------- (2.37) r + 't ᵣ,Z^₇. " ⁺ ᵥ2 ^CA Circuitul cu cuplaj prin inductanță cu priză nu se prea utilizează la radioreceptoare deoarece factorul de transfer deși mare variază mult în gamă. Și pentru acest circuit de intrare, în cazul radioreceptoarelor tranzistori- zate se utilizează aceleași metode de cuplaj între circuitul acordat și intrarea etajului, ca în schema din figura 2.11 sau 2.12. 6. CIRCUITUL DE INTRARE CU CUPLAJ PRIN INDUCTANȚĂ MUTUALĂ Fig. 2.18. Schema de principiu a circuitului de intrare cu cuplaj prin inductanță mutuală. La acest circuit (fig. 2.18) cuplajul între antenă și circuitul acordat se face prin intermediul unui transformator. Acest mod de cuplaj prezintă avantajul unei sepa- rări galvanice între circuite. Mărimea cu- plajului depinde de raportul de trans- formare. Condensatorul C are același rol ca și în cazul circuitului cu cuplaj prin capacitate la capătul rece. Schema echivalentă a acestui circuit de intrare este prezentată în figura 2.19. Această schemă este comparabilă cu sche- 22 1-ig. 2.19. Schema echivalentă a circuitului din figura 2.18. ma echivalentă a circuitului de intrare cu cuplaj prin inductanță cu priză, deosebirea constând în aceea că în cazul de față frecvența de acord a cir- cuitului de antenă fA = —Apoate fi aleasă la dorință prin alegerea convena- bilă a valorii bobinei primare, nemaifiind dependent ă de valoarea cuplajului. Cum/^ poate fi ales oarecare, se pot deosebi trei cazuri și anume ^fomaxȘi/a^/oma^încare/o^și/o^jn reprezintă frecvențele limită din gama de luciu. Alegerea frecvenței fA în cadrul gamei conduce la o mare variație a lui K cu frecvența. Din acest motiv acest caz se exclude. • Cazul fA^>fₒₘₐₓ este oarecum similar cu cazul circuitului de intrare cu cuplaj prin inductanța cu priză. Astfel, în gamele de UM si UL, dacă Ba -^CA) LI ^CA și Af ^CA UAB s - j w M-A- = ^MCAE. (1.38) 1 W CA în cazul unui cuplaj slab cu antena M L și atunci U^ = Q'VAB = Q<^MCAE. (2.39) Factorul de transfer va fi deci Țj^ Ka = = ^MCₐQ' (2.39') Dacă se înlocuiește MCA = rezultă : Ka⁼ (2.39”) relație similară cu cea de la circuitul cu cuplaj prin inductantă cu priză. In consecința acest caz este mai puțin interesant deoarece K varia zii mult cu frecvența. ^v^iuzamuit • Cazul fA impune ~ și Lᵥ > M si în consecință ȚȚ ____ • j p 77! Uab ~ ~ E (2.40) = Q'Uab = — Q'E. (2.41) 23 Factorul de transfer are valoarea (2.42) unde 7; — este factorul de cuplaj între L și Se observă că în acest > ^'1 t-₂ caz factorul de transfer KA este mic, însă independent de frecvență (KĂ< 1). • Dacă fA se apropie de fOₘᵢₙ, rămînînd totuși mai mică, relația (2.42) va trebui modificată. Astfel, curentul în circuitul antenei va fi I — — , unde Zj = r + RA + — — + ;---------1- + — — = J o C j w CA j CA Zj = 1 (2.43) unde o Pentru simplificarea calculelor se va nota y = 1 —— • co² în acest caz j 03 M E j “ y ME iar Q'CAb E M Q’ 1. 1 Li y (2.44) (2.45) u AB K y Relația (2.45) difciă de relația (2.42) doar prin introducerea factorului -1- (O < y < 1). Din acest motiv KA va varia în gamă, însă relativ puțin. ji în figura 2.20 sînt trasate curbe tipice de variație a lui KA în funcție de frec- vență. l'ig. 2.20. Variația cîștigului în funcție de frecvența în gamă a unui circuit dc intrare cu cuplaj prin inductanță mutuală. 24 în practică se alege între 0,5 și 0,8, ceea ce corespunde unui Kₐ /o min supraunitar și unei neliniari tați acceptabile în gama de lucru. Cunoscând raportul —se cunoaște fA și deci fo min L, i XțcA ‘ (2.46) Factorul de cuplaj k nu poate avea o valoare oricît de mare întrucît creș- terea lui peste o anumită valoare conduce la scăderea lui Q', deci KA nu mai crește. Valoarea optimă pentru k este dată de relația Q' Q — y (2.47) Neglijînd pe XA, valoarea reactanței induse în circuitul LCₜ va fi - MW 3P co--- (2.48) unde X'L₁ = XL^y. Această reactanță va face ca frecvența de acord a circuitului LC₀ să devină f. Valoarea ei se află anulînd reactanta serie a circuitului acordat LCV: Xₛ = 0 = (2.49) Cp Lyy sau 2 0,5 banda nece- sară este mult mai mate și poate fi aproximată cu B - 2(p + /r I (2.81) Conform standardelor în vigoare Af = 50 .. . 75 kHz, iar fᵢₘₐᵣ = 10 50 15 kHz, deci B = — = 5 si pentru MF, B = 248 kHz, iar în cazul io MA, B = 2fⱼₘₐₓ = 2 • 15 • IO³ = 30 kHz. Conform standardului OIRT, banda pentru emisiunile cu MF se con- sideiă 300 kHz, iar pentru emisiunile cu JlfA,9 kHz. Se observă că în cazul MF, banda fiind foarte lai gă și i aportul semnal/zgomot va fi mai redus, ceea ce impune adaptarea. 11. CIRCUITE DE INTRARE ADAPTABILE PENTRU DIVERSE TIPURI DE ANTENE De multe ori radioreceptorul trebuie să poată funcționa cu mai multe tipuri de antene foarte diferite între ele. Astfel un radioreceptor portabil în spațiul liber (pe cîmp) va utiliza pentru recepția în gamele de UL, UM, antena de ferită, avînd un volum redus și o eficacitate mare. Recepția în gama de UUS sau US va trebui însă efectuată cu ajutorul unei antene capacitive telescopice (vergea verticală). Dacă radioreceptorul este utilizat într-o locuință cu perete din beton armat sau într-un vehicul (tren, auto- mobil etc.) este indicată utilizarea unei antene exterioare deoarece eficaci- tatea antenelor proprii radioreceptorului scade datorită ecranării. Această antenă exterioară, de obicei de tip capacitiv asimetric, trebuie să poată fi cuplată la radioreceptor. în figura 2.37 se indică schema unor circuite de intrare la care cupla jul antenei exterioare se poate face fie capacitiv, fie mixt. Cum radioreceptorul utilizează și antena de ferită, bobina din circu- itul de antenă în cazul cuplajului mixt se realizează astfel îneît prin apro- 36 a} ' Fig. 2.37. Circuite de intrare care permit utilizarea mai multor tipuri de antenă: a —modul de cuplare capacitivă a unei antene exterioare la un radioreceptor cu antena de ferită.; b — modul de cuplare mixtă al unei antene exterioare la un radioreceptor cu antenă de ferita. piere de bara de ferită să realizeze cuplajul dorit. Această bobină trebuie astfel realizată (cu capacități parazite cit mai mici și cu Q-ul bun) pentru a se evita dezacordul și amortizarea circuitului acordat de pe bara de ferită. Circuitul din figura2.38, b servește la rejecția semnalelor de frecvență intermediară (în cazul radioreceptoarelor cu schimbare de frecvență). în unele cazuri este util, pentru a nu fi necesare mai multe tipuri de an- tene, să existe posibilitatea interconectării, în măsura posibilităților, a circuitelor de intrare la o singură antenă exterioară pentru toate lungimile de undă (pentru antenele interioare radioreceptorului acest lucru nu este posibil datorită eficacității mai mici a acestora). în acest caz se interconec- tează de obicei circuitul de antenă din gama de UUS cu circuitul din ga- mele de UL, UM,US, ca în figura 2.38. 12. CIRCUITE DE INTRARE CU ACORD ELECTRONIC Pentru realizarea variației frecvenței de acord a circuitelor de in- trare sînt utilizate în general fie condensatoare variabile, fie inductanțe variabile. Inductanțele variabile erau preferate la echiparea receptoa- relor destinate autovehiculelor dato- rită faptului că puteau fi astfel realizate stabilități mai bune față de vibrațiile me- canice. Utilizarea inductanțelor variabile pentru acord sub forma variometrelor fie cu variația factorului de cuplaj între două bobine, fie a variației miezului unei sin- gure bobine pune însă probleme la func- ționarea pe mai multe game de unde și în special în gama de US precum și la reali- zarea curbei de pader. Condensatoarele variabile sînt preferate la echiparea recep- toarelor staționare tocmai datorită faci- lităților în realizarea circuitelor pentru toate gamele de undă. Sistemele de acord descrise mai sus prezintă însă dezavan- tajul că implică complicații relativ mari Fig. 2.38. Circuit de intrare care per- mite utilizarea unei singure antene atît în gama de UVS cît și în gamele cu A/A. 37 Fig. 2.39. Caracteristica capacitate- tensiune a unei diode varycap. pentru a se realiza telecomanda acordului (motoare, circuite de acționare etc.). Un sistem care evită acest dezavantaj este sistemul de acord electronic. în acest scop sînt utilizate de obicei diode varycap. Asemenea diode prezintă o capacitate variabilă în raport cu tensiunea continuă de polarizare (fig. 2.39) aplicată în sens invers. Dacă tensiunea alternativă de RF este mică în raport cu tensiunea continuă de polarizare, variația capacității dato- rită tensiunii de RF poate fi neglijată astfel că circuitul poate fi acordat variind tensiunea continuă de polarizare. O schemă tipică de utilizare a diodei varycap este prezentată în figura 2.40. Capacitatea C este utilizată pentru blocarea componentei de curent continuu. Valoarea ei se alege mult mai mare comparativ cu capacitatea prezentată de diodă. Întrucît dioda prezintă în paralel cu capacitatea și o rezistență foarte mare, datorată curentului invers a diodei ~ 50 M£l) polarizarea poate fi realizată printr-o re- zistență R de valoare ridicată. Se pot obține astfel factori de calitate ai circuitului suficient de mari. Așa cum rezultă din schema din figura 2.40, acordul va fi realizat prin intermediul potențiometrului P, obținîndu-se astfel o bună stabilitate față de vibrații mecanice. Pentru circuitele în care tensiunea de RF este relativ mare (etajele osci- latoare) motajul poate fi realizat ca în figura 2.41. Acest montaj prezintă avantajul că tensiunea de RF pe dioda varycap este 1/2 din tensiunea cores- punzătoare montajului din figura 2.40. în plus montajul în opoziție a diode- lor conduce la o compensare a variațiilor parazite de capacitate datorate tensiunilor de RF. Avantajele acordului electronic sînt : — posibilitatea miniaturizării; — posibilitatea executării comenzii acordului prin intermediul unor generatoare de tensiuni în scară sau rampă care să varieze automat tensi- unea de polarizare a diodei varycap (v. cap. 14); — posibilitatea de realizare simplă a telecomenzii; — posibilitatea de realizare simplă a controlului automat al frecven- ței {RAF); Fig. 2.40. Schemă tipică de utilizare a diodei varycap intr-un circuit de intrare. Fig. 2.41. Schemă de circuit de intrare cu acord electronic utilizind 2 diode varycap. 38 — posibilitatea de realizare simplă a unei legi date de variația frec- venței în gama de undă sau chiar a posturilor fixe comandate cu clape; ’ — durata de viață mai mare. Sistemul prezintă însă și unele dezavantaje și anume : — necesită diode varycap cu caracteristici capacitate-tensiune cît mai aproape posibil față de cele rezultate din proiectare; — necesită tensiuni de polarizare stabile; — necesită utilizarea unor circuite de polarizare care să asigure stabi- litatea polarizării (potențiometre de calitate, spre exemplu). Utilizarea însă a unor componente și a unor tehnologii corespunzătoare conduc la înlăturarea dezavantajelor enumerate. Sistemul descris mai sus permite realizarea variației frecvenței unui circuit acordat în cadrul unei game de undă prin mijloace electronice. Utili- zarea diodelor de comutație permite realizarea comutării electronice a game- lor de undă (v. cap. 14). Pot fi astfel realizate radioreceptoare care să utili- zeze doar sisteme electronice de comandă și control. C. ROLUL’ PIESELOR DIN CIRCUITELE DE INTRARE SI INFLUENTA PARAMETRILOR ACESTORA ASUPRA RADIORECEPTORULUI 1. CIRCUITELE DE INTRARE UTILIZATE LA RADIORECEPTOARELE ECHIPATE CU TUBURI ELECTRONICE (PENTRU MA) Varietatea mare de circuite de intrare obligă ca analiza să se facă pe o schemă mai generală prezentată în figura 2.42. Cₜ, Lₓ reprezintă circuitul de absorbție a frecvenței intermediare. Va- loarea lui depinde de va- loarea inductanței O va- loare mai mare sau mai mică (abateri de 15 —20%) decît valoarea proiectată, îngreuiază acordul și se ma- nifestă prin pătrunderea semnalelor de RF apropi- ate sau egale cu FI în eta- jele radioreceptorului. Fe- nomenul se manifestă acus- tic prin fluierături de in- terferență. C₂(500 - 2 000 pF) este condensatorul de cu- plare a antenei la circuite- le de intrare ; în același timp el îndeplinește și rolul de separare. O valoare mai Fig. 2.42. Schemă generală a circuitelor de intrare. mică micșorează sensibili- 39 tatea în gamele UL și UM. O valoare mai mare provoacă dezacorda- rea circuitelor de intrare la cuplarea antenei. L₂ (18—22 gH) este bobina de antenă pe US. O valoare mai mare sau mai mică la acord influențează factorul de transfer. L^ (1,4—1,6 (iH), Z₄(170—180 p.H), Z₅(l,7 —1,9 mH) sînt bobinele cir- cuitelor de intrare utilizate la acord pe gamele U8, UM și UL. Miezul bo- binei este în general reglabil. Blocarea miezului sau reducerea dimensiunilor acestuia influențează negativ posibilitățile de acord către capătul inferior al gamei. C₂, 0^ C& (2—50 pF) sînt condensatoarele ajustabile pentru acordarea circuitelor de intrare către capătul superior al gamelor de US, UM și UL. Micșorarea ecartului între valoarea minimă și maximă a capacității afec- tează negativ domeniul de frecvențe și sensibilitatea către capătul superior al gamelor. C₆ (2 000—3 500 pF) este condensatorul de injecție a semnalului cules de antenă în circuitele de intrare pe UM și UL. O valoare mai mare reduce sensibilitatea pe UM și UL din cauza divizorului capacitiv C₂, C₆ -, în schimb se micșorează dezacordarea circuitului. O valoare mai mică afectează alini- erea și se manifestă prin sensibilitate inegală în interiorul gamelor UMși UL. (4—15 kQ) este rezistența de uniformizare a factorului de transfer de tensiune în banda de lucru. O valoare mai mică înseamnă reducerea factorului de transfer (scade sensibilitatea), iar antena mărește dezacordarea circuitului de intrare. O valoare mai mare nu afectează sensibilitatea, însă poate duce la creșterea modulației cu zgomot de rețea a semnalului recep- ționat. 2. CIRCUITELE DE INTRARE UTILIZATE LA RADIORECEPTOARELE ECHIPATE CU TRANZISTOARE (PENTRU MA) Analiza se referă la schema dată în figura 2.43. Ci (60 —80 pF) este condensatorul de valoare fixă necesar acordului pe UL. O valoare mai mare sau mai mică decît valoarea dată în schemă mo- difică alinierea circuitelor și ca rezultat se înrăutățește sensibilitatea pe o Fig. 2.43. Circuite de intrare utilizate in radio- receptoarele cu tranzistoare. anumită porțiunea gamei UL. C₂(2—20 pF) este conden- satorul ajustabil necesar acor- dului la capătul superior al gamei de UM. Modificarea ecartului între valoarea mini- mă și maximă afectează nega- tiv acordul la capătul superior al gamei, inclusiv sensibilitatea. Ly, L₂ sînt bobinele de acord pe UM și UL, plasate pe bara de ferită. Alinierea corectă și implicit sensibilitatea la capătul inferior al gamelor se datorește în principal poziției pe care bo- binele o au pe bara de ferită. Orice modificare a poziției lor afectează performanțele radiore- 40 ceptorului și necesită o reacordare prin poziționarea acestora. Pe UL circui- tul de intrare nu se acordează la capătul superior al gamei. L₃ este bobina de cupla j a circuitului de intrare la baza tranzistorului T (de injecție a semnalului cules de antena de ferită). 3. CIRCUITE DE INTRARE UTILIZATE LA RADIORECEPTOARELE PENTRU UUS Analiza se referă la circuitul de intrare prezentat în figura 2.36. Condensatoarele C plasate simetric la intrare au rolul de a compensa efectul inductanței L₁ la frecvența centrală a gamei. O creștere respectiv o micșorare a capacității deplasează rezonanța circuitului către frecvența inferioară respectiv superioară din bandă. L și O (47 pF) împreună cu capacitățile parazite ale montajului for- mează circuitul acordat pe frecvența centrală din gama UUS. Modificările acestor elemente afectează sensibilitatea în gama UUS. R are rolul de a amortiza circuitul rezonant și implicit de a realiza o bandă suficientă pentru a cuprinde toată gama, precum și asigurarea condi- țiilor de adaptare și îmbunătățirea raportului semnal/zgomot. O valoare prea mică poate duce la atenuări mici ale frecvențelor imagine. O valoare prea mare poate afecta stabilitatea amplificatorului și restrîngerea gamei. La blocul U US echipat cu tranzistoare, adesea se recurge la o schemă cu baza la masă, cu divizor inductiv sau cu divizor capacitiv. Modificarea elementelor din divizor duce la dezacordarea circuitului de intrare și la nea- daptare. Efectul global constă în micșorarea sensibilității și a raportului semnal) zgomot. 4. CIRCUITE DE INTRARE CU ACORD ELECTRONIC Diodele varycap DV^ Z>F₂ din figurile 2.40, 2.41 constituie particulari- tățile acordului electronic. Comanda diodelor se face cu un sistem de rezis- tențe și potențiometre (R, P) ce servesc la dozarea tensiunii de polarizare inversă a joncțiunilor. Modificarea valorilor acestor rezistențe afectează acordul general și pe cel corespunzător posturilor fixe, ceea ce se manifestă prin micșorarea sensibilității și a raportului semnal) zgomot, prin modifi- carea limitelor gamei UUS și a etalonării scării. Capitolul 3 AMPLIFICATORUL DE RADIOFRECVENȚĂ A. GENERALITĂȚI Amplificatorul de radiofrecvență (RF) este montat în radioreceptor du- pă circuitul de intrare și are rolul de a amplifica semnalele RF recepționate de antenă. Acest etaj este constituit dintr-un element activ 1 (tranzistor sau tub) și o impedanță de sarcină 2, care poate fi o rezistență sau un circuit se- lectiv acordat (fig. 3.1). în funcție de destinația dată, amplificatoarele de RF au frecvențe de lucru și benzi de trecere diferite. Astfel, cele destinate amplificării sem- nalelor emisiunilor cu modulație de amplitudine din gamele de unde lungi (UL), unde medii (UM) și unde scurte (US) lucrează aproximativ între limitele 100 kHz — 30 MHz și au o bandă de trecere de ordinul kiloherților. Cele destinate amplificării semnalelor emisiunilor cu modulație de frec- vență, de foarte înaltă frecvență (FIF) lucrează aproximativ între limitele 30 MHz — 300 MHz și au o bandă de trecere de sute de kiloherți. Titla circuitul Reintrare Fig. 3.1. Schema bloc a etajului amplificator RF: 1 — element activ; 2 — impedanța de sarcini. Funcționarea unui amplificator de RF este caracterizată printr-o serie de parametri, dintre care cei mai importanți sînt: amplificarea, selec- tivitatea, distorsiunile și stabilitatea amplificării. • Amplificarea (A) se definește prin raportul între mărimea tensiunii de ieșire Uᵢₑ} și mărimea tensiunii de intrare Ufₙ, aidcă (fig. 3.1) A = (3.1) Uin Evident, se urmărește ca acest parametru să aibă o valoare cît mai ridicată și cît mai constantă, pentru toate semnalele corespunzătoare frec- vențelor din diferitele game de lucru ale radioreceptorului. • Selectivitatea reprezintă variația amplificării în funcție de frecvență, cînd acordul etajului este realizat pe o frecvență/₀. Practic, această selectivi- tate este determinată de curba de rezonanță a circuitului oscilant de sar- cină. 42 Condiția principală care se impune în această privință etajului ampli- ficator de RF este păstrarea unei selectivități cît mai constante în gamele de lucru. • Distorsiunile de neliniari tale, deși semnalele recepționate de etajul amplificator de RF sînt de nivel redus, apar datorită neliniarității caracte- risticilor tranzistorului (tubului electronic) amplificator și constau în aceea că înfășurătoarea semnalului de RF de la ieșirea etajului amplificator conține, pe lîngă componentele de audiofrecvență (AF) transmise de la stația de emisie și o serie de armonici, care sînt componente de AF străine semnalului util recepționat. Prin detecție se vor separa din înfășurătoare toate com- ponentele de audiofrecvență existente, deci și cele nedorite, care vor per- turba audiția. Condiția ce se impune în această privință este să se aleagă un astfel de punct de funcționare al etajului RF, încît zona de utilizarea caracteristicilor tranzistorului (tubului) să fie cît mai liniară. • Distorsiunile liniare (ale amplitudinii cu frecvențe) se datoresc for- mei caracteristicii de frecvență a etajului amplificator RF cu circuit de sarcină selectiv, din cauza căruia la ieșire benzile laterale extreme ale sem- nalului modulat sînt amplificate mai puțin decît purtătoarea și benzile laterale centrale (fig. 3.2, b). Fig. 3.2. Caracteristica de frecvență a etajului amplificator RF : — forma semnalului de la intrarea amplificatorului în funcție de frecventă.; b — forma semnalului la ieșirea ampli- ficatorului în funcție de frecvență; fg — frecventa purtătoare; ia ~ frecventa semnalului audio. Ținînd seamă de forma acestei caracteristici de frecvență, rezultă că semnalele Uᵢₙ, aplicate la intrarea amplificatorului de RF și care au for- ma prezentată în figura 3.2, a nu vor putea fi amplificate uniform, într-adevăr, deoarece etajul de RF are o curba de rezonanță mai strimtă decît spectrul de frecvență al unei stații considerate, deși la intrare toate benzile laterale au aceeași mărime (fig. 3.2, a), la ieșirea din amplificator (fig. 3.2, b) numai sînt egale, benzile laterale extreme (corespunzătoare frecvențelor audio înalte) fiind defavorizate față de cele centrale (corespun- zătoare frecvențelor audio joase). • Stabilitatea în funcționare a amplificatorului de RF este una din caracteristicile sale principale. Funcționarea amplificatorului poate fi considerată stabilă dacă acesta nu intră și nu are tendința de a intra în oscilație, iar indicii săi de calitate variază în limite admisibile, în condiții normale de exploatare. Problema de bază care se pune la realizarea ampli- ficatoarelor de RF, în special a celor selective, este aceea de a reduce posi- 43 bilitatea ca fracțiuni însemnate din semnalul de la ieșire (Utₑₛ) sa ajunga din nou în circuitul de intrare. Respectarea acestei condiții este necesară deoarece reacția care apare poate micșora sau mări amplificarea pînă la apa- riția oscilațiilor. Calea de reacție este asigurată de existența unei capacități Cᵣ între intrarea și ieșirea amplificatorului (fig. 3.3). Această capacitate nu Fig. 3.3. Montaj în care sc arată influența capacității Cᵣ existentă între intrarea ieșirea unui amplificator. efectul reactanțci de cuplaj și cu cc semnalul transferat la intiare să f poate ti redusa sub o anumita va- loare și creează o reactanță de cuplaj ce scade odată cu creșterea frecvenței. Referindu-ne la montajul din figura 3.3, se observă că impedanța sa de sarcină, constituită dintr-un circuit oscilant derivație (L, C) se compor- tă ca o capacitate pentru fre'cvențe mai mari decît frecvența de rezonanță f₀ și ca o inductanță pentru frecvențe mai mici decît f₀. Rezultă de aici că semnalul de la ieșire nu va fi în anti- fazăcucel aplicat la intrare, ci va avea și un defazaj suplimentar, înainte sau înapoi. Acest defazaj, combinat cu al reactanței de intrare, poate face ca în fază cu semnalul aplicat inițial. Dacă valoarea semnalului de reac ție atinge pe cea a semnalului inițial, atunci semnalul de reacție ajunge să-1 substituie pe acesta și în astfel de condiții la ieșirea amplificatorului UF se obțin semnale, fără ca la intrarea acestuia să fie aplicat un semnal exterior. în acest caz etajul încetează a mai fi am- plificator și devine oscilator, funcție ce trebuie împiedicată. Este de menționat că reacțiile parazite din etajele de RF sînt su- părătoare nu numai datorită pericolului de intrare în oscilație, ci și pentru că înaintea intrării în oscilație reacția pozitivă mărește amplificarea și selectivitatea. Efectul este supărător reacției nefiind constantă cu frec- vența, radioreceptorul devine instabil. Din această cauză, combaterea reacției parazite nu se referă numai la împiedicarea intrării în oscilație a etajului amplificator, ci și la asigurarea unui anumit grad de stabilitate, exprimat în funcție de parametrii acestuia. în ceea ce privește utilizarea într-un radioreceptor a amplificatorului de RF, trebuie spus că în unele situații prezența lui este strict necesară, iar în altele, facultativă. La radioreceptoarele superheterodină cu modulație de amplitudine semnalele de la ieșirea amplificatorului de RF sînt aplicate, în general, etajului schimbător de frecvență, astfel incit amplificarea acestora pînă la detector se face la frecvență înaltă, cît și la frecvență intermediară. în condițiile tehnicii actuale tranzistoarele și tuburile electronice moderne permit realizarea în etajele de frecvență intermediară (FI) a unor amplificări și a unei selectivități cu totul satisfăcătoare cerințelor impuse. Din această cauză utilizarea în aceste scopuri a etajelor de RF la astfel de radioreceptoare nu este în general necesară, ele folosindu-se de obicei în radioreceptoarele de clasă superioară și în cele de pe autove- hicule, la care condițiile de recepție impun exigențe privind performanțele electrice. 44 Totuși, introducerea în radioreceptorul superheterodină a unui ampli- ficator de RF aduce o serie întreagă de îmbunătățiri. Astfel, acest etaj contribuie la mărirea amplificării totale pînă la demodulator, permițînd în acest fel ca în etajele de AF să fie necesară o amplificare mai mică. în plus, semnalele aplicate demodulatorului fiind de nivel mare, demodularea se face fără distorsiuni de neliniaritate. Al doilea și totodată unul dintre principalele motive al introducerii unui etaj amplificator de RF este îmbunătățirea raportului semnal/zgomot. într-adevăr, un tub electronic sau un tranzistor, folosit intr-un amplificator de RF, are un zgomot propriu mai mic decît atunci cînd este folosit într-un schimbător de frecvență. în aceste condiții etajul de RF permite, pe de o parte, ca la intrare să se recepționeze semnale mai mici, iar pe de altă parte, furnizează la ieșire (adică la intrarea în schimbătorul de frecvență) un nivel al semnalelor mai ridicat față de nivelul zgomotelor etajului schimbător de frecvență. Dacă nu ar exista etajul de RF, atunci primul etaj ar fi schimbătorul de frecvență, ale cărui zgomote mari nu ar permite recepția unor semnale atît de mici ca în cazul anterior. Altfel spus, pentru un același raport semnal/zgomot un etaj schimbător de frecvență necesită un semnal mai mare decît un etaj amplificator, rolul etajului de RF fiind deci tocmai de a ridica nivelul semnalului pînă la valoarea la care acesta depășește cu mult nivelul zgomotului peste care se aplică. Din aceste considerente în gama de UUS se folosește totdeauna amplificatorul de RF, pentru a îmbunătăți raportul semnal/zgomot știut fiind că în acest dimeniu al semnalelor de foarte înaltă frecvență (FIF) perturbațiile sînt date în principal de zgomotele circuitului de intrare și ale primului etaj amplificator. Un alt avantaj este că folosirea unui etaj amplificator RF permite mărirea eficienței reglajului automat al amplificării (2?AA) din radiore- ceptor, prin aplicarea controlului dispozitivului de RAA și pe acest etaj. Acest lucru poate fi făcut și la etajul schimbător de frecvență, însă cu rezerve din cauza influențelor nedorite asupra stabilității oscilatorului local. Utilizarea etajelor amplificatoare de RF prezintă însă și unele deza- vantaje. Astfel, fiind necesară acoperirea prin acord variabil a unui spectru foarte larg de frecvențe, amplificarea și selectivitatea etajului nu rămîn constante într-o bandă de frecvențe considerată. în plus, în domeniul undelor scurte și ultrascurte, datorită creșterii frecvenței de lucru, rezis- tența de intrare a etajului amplificator scade, din care cauză scade atît amplificarea cît și selectivitatea circuitului de intrare. Folosirea etajului de RF duce la creșterea prețului de cost al radiore- ceptorului, datorită necesității utilizării unor piese în plus și a complicării altora, ca de exemplu utilizarea condensatorului variabil cu trei secțiuni. Totodată aceste noi instalații complică montajul, reglarea și depanarea radioreceptorului astfel realizat. B. AMPLIFICATORUL DE RADIOFEECVENȚĂ CU TRANZISTOARE Schemele de amplificatoare RF cu tranzistoare sînt restrînse ca tipuri reprezentative, dar aceste montaje implică unele precauții și luarea unor măsuri legate de reacția internă puternică a tranzistoarelor, de impe- danțele mici ale acestor dispozitive semiconductoare și de necesitatea adaptării. 45 în ceea ce privește tipurile de montaje utilizate se menționează că, în general, pentru frecvențele corespunzătoare de UL, UM și US tran- zistorul amplificator de RF se montează cu emitorul comun, iar pentru gama de UUS se montează cu baza comună. Mai rar se folosește montajul cu colectorul comun, numit și repetor-emitor, această schemă fiind recoman- dată cînd se urmărește o separare mai bună între două etaje sau două circuite. Pentru a se asigura un montaj stabil, se utilizează tranzistoare cu capa- citate de reacție de valoare redusă, recurgîndu-se în acest sens la tranzis- toare de tip mesa sau planar epitaxial. Cu astfel de tranzistoare se obține o amplificare stabilă, pînă la frecvențe relativ înalte, fără neutrodinare și dezadaptări importante. Dealtfel pentru un amplificator RF care funcțio- nează într-o bandă largă de frecvențe, neutrodinarea nu mai este eficace. Pentru o cît mai eficientă utilizare se recomandă alegerea unor tranzis- toare cu admitanțe de intrare și ieșire cît mai mici, în scopul reducerii amor- tizării circuitelor acordate din intrarea și ieșirea amplificatorului RF și deci a obținerii unor selectivități cît mai bune. 1. AMPLIFICATOARE DE RF CU TRANZISTOARE PENTRU GAMELE DE UL, UM, US în tehnica actuală a construcției radioreceptoarelor cu tranzistoare se utilizează două tipuri de amplificatoare RF : amplificatoare aperiodice și amplificatoare acordate. a. Amplificator aperiodic cu rezistentă Acest tip de amplificator este folosit mai ales în gamele de UM și UL și mult mai rar în gama de US. Prezintă avantajul că montajul este simplu și are o amplificare mai stabilă decît cel cu sarcină acordată. în figura 3.4, a Fig. 3.4. Amplificator RF cu tranzistor: a — schema de principiu; b — schema echivalentă. 46 este prezentată schema de principiu a unui amplificator de RF aperiodic cu tranzistoare, în montaj cu emitorul comun. Funcționarea acestui montaj este următoarea : tranzistorul este excitat în circuitul de bază de tensiunea de semnal de înaltă frecvență Baza tranzistorului amplificator este cuplată prin intermediul condensa- torului de cuplaj la o priză a circuitului oscilant L, Cᵥₗ, efectuîndu-se astfel adaptarea și menținîndu-se un factor de calitate satisfăcător pentru acest circuit. Semnalul amplificat de către tranzistorul Tₓ este aplicat, prin intermediul condensatorului de cuplaj Cz, la baza tranzistorului T₂ care, de obicei, constituie etajul schimbător de frecvență. Condensatoarele C₁ și C₂ constituie un scurtcircuit pentru semnalul de radiofrecvență. în ceea ce privește valoarea rezistenței de sarcină R₃ (fig. 3.4, a), aceasta este determinată în funcție de rezistența echivalentă de sarcină Rₛ, componentă a impedanței echivalente de sarcină Zₛ a tranzistorului amplificator, împreună cu GP, care este constituită din toate capacitățile parazite dintre ieșirea tranzistorului amplificator de RF și intrarea celui următor. Amplificarea de tensiune a unui astfel de etaj este (fig. 3.4, b) _________foi_____ “ URS + jcoCp unde : Gp — G4- 4~ Ginz i , i i , i K, ⁺ (3.2) (3.3) (3.4) Rezistența R,, fiind determinată cu ajutorul relației de mai sus, se poate calcula mărimea rezistenței de sarcină R₃ : R₃ =----------------------- (3.5) —4—¹—F—+—4—— Valorile uzuale pentru R₃ sînt de ordinul kiloohmilor. Considerînd fc frecvența la care reactanța capacității Cₚ devine egală cu rezistența de sarcină Rₛ, adică frecvența la care cîștigul amplificatorului scade cu 3 dB, rezultă: 2rr Cp R. (3.6) Pentru a se evita o variație prea mare a amplificării în banda de recepție, se recomandă ca frecvența fᵥ să se aleagă mai mare decît frecvența maximă a benzii de recepție. Prezența în montaj (fig. 3.4, a) a grupului Rf (valori uzuale : 3—5 kQ), Cf (valori uzuale : 25—50 nF) este impusă de necesitatea separării acestui etaj amplificator de celelalte etaje, prevenind astfel cuplajul parazit prin impedanța comună a sursei de aiimentare. Rezistența RE servește pentru stabilizare termică și este decuplată la masă prin condensatorul CE. Este evident că utilizarea unui amplificator de RF aperiodic nu aduce îmbunătățiri în ceea ce privește selectivitatea radioreceptorului, dar prezintă avantaje în ceea ce privește protecția etajului schimbător de frecvență față de semnalele foarte puternice din antenă, cît și în privința îmbunătățirii caracteristicii de RAA. 47 h. Amplificatorul RF cu circuit acordat Aceste etaje pot fi întîlnite fie în montaje cu circuite acordate cu acord continuu, pe o gamă de unde, fie cu acord fix pe o frecvență a unei benzi relativ nu prea mari (amplificatoare semiaperiodice), cu utilizări în special pentru benzile de radiodifuziune din gamele de US. • Amplificator RF cu circuit acordat, cu acord continuu. în figura 3.5, a este prezentată schema de principiu a unui astfel de amplificator. Circuitul de intrare C\) se cuplează cu intrarea tranzistorului amplifica- Fig. 3.5. Amplificator RF cu circuit acordat: a — schema de principiu ; b — variația amplificării co frecventa; Cₜ — unde lungi; C₃ — unde medii; C₂ — unde scurte. tor Tₙ prin inductanța mutuală M', existentă între bobinele și L{. Bobina L{, care are o inductanță mai mică decît bobina servește la adaptarea circuitului acordat cu impedanța de intrare a tranzistorului, care este de valoare redusă. Soluția prezintă totodată și avantajul că în acest fel circuitul oscilant este mai puțin influențat de impedanța de intrare a tranzistorului și deci prezintă astfel o selectivitate mai bună. Polarizareabazei se obține prin divizorul format din rezistențele Ri și R₂. Condensatorul C₃ este utilizat pentru decuplarea la masă a rezistenței R₂ din punctul de vedere al curentului alternativ. Rezistența RB decuplată 48 la masă de condensatorul CE servește pentru stabilizarea regimului de funcționare a tranzistorului la variații de temperatură. Circuitul de sarcină, compus din bobina L₂ și condensatorul variabil C₂ (montat pe același ax cu condensatorul variabil al circuitului de intrare CY și cel al oscilatorului local), este acordat tot pe frecvența semnalului. Condensatorul C₄, de capacitate mare (zeci de nanofarazi), decuplează la masă circuitul oscilant pentru curenții de RF. Semnalul de RF amplificat este transmis, prin cuplaj mutual, de la bobina L₂, la bobina Z₃, de unde se aplică mai departe la intrarea etajului următor (de obicei schimbătorul de frecvență). Tranzistorul Tₓ este conectat la o priză a bobinei circuitului de sarcină în scopul reducerii amortizării circuitului acordat, produsă de rezistența de ieșire de valoare coborîtă a tranzistorului amplificator. Pentru determinarea parametrilor fundamentali ce caracterizează amplificatorul de RF cu tranzistoare din figura 3.5, se recurge la schema echivalentă prezentată în figura 3.6. Tipul tranzistorului ce urmează să fie utilizat într-un amplificator se determină avînd în vedere frecvența maximă la care lucrează montajul. Pentru o funcționare normală este necesar ca fₘₐₓ < 0,4 /ₐ. 4? Fig. 3.6. Scheme echivalente ale montajului din figura 3.5 : a — schema echivalentă cu prize pe bobine; b — schema echivalentă cu toate elementele transferate la bornele circuitului oscilant L^C^. în figura 3.6, a este prezentată schema echivalentă simplificată a eta- jului amplificator din figura 3.5, a, iar în figura 3.6, b, schema în care toate elementele din montaj au fost raportate la bornele circuitului osci- lant L₂C₂. Se notează cu p₁ raportul dintre bobina L₂ și bobina L₂: Pi=~ (3.7) •^2 și cu p₂ raportul dintre inductanță mutuală de cuplaj IR și bobina L₂: M ^2 49 (3.8) 4 — c. 496 Cu aceste notații, elementele raportate la bornele circuitului oscilant capătă următoarele valori : Pi ^ieSt 5 Cin- ⁼ Pi. Cin, 5 (3.9) r 2 • Sieși Pl 9ie?i ? / 9 QiU2 ” ?2 (JiWi * Valoarea conductanței proprii g₀ a circuitului oscilant L₂C₂, în gol, este : g₀ = -y- - (3.10) wₒt.₂yₒ unde Qₒ este factorul de calitate în gol al circuitului, iar w₀ = 2 nf₀, în care /₀ este frecvența de acord a circuitului de sarcină. Conductanța totală gₜ a circuitului acordat este : gₜ = g« + g'i^ + g^- (³-ⁿ) Find cunoscută valoarea conductanței totale, se poate determina factorul de calitate în sarcina Qₛ al circuitului acordat : Qₛ = —(3-12) w₀ Lgₜ Din condiția de adaptare, exprimată prin aceea că puterea de RF debitată de tranzistorul amplificator în circuitul de sarcină se repartizează integral între pierderile proprii ale circuitului și puterea consumată la intrarea etajului următor, rezultă relația : = g₀ + g'^- (³-¹³) Ținînd seamă de valoarea stabilită pentru gₜ în relația (3.11), se obține : Si-, = ~ = P-¹⁵) în aceste condiții se pot scrie pentru p± și pₛ următoarele relații de dimensionare : (3.16) QieSi , (3.17) Vin? 50 Din aceste egalități rezultă valoarea inductanței Z₂ (deci poziția prizei pe bobina Z₂) și valoarea inductanței de cuplaj M : L'₂ = VAî^L₂ (3.18) r 9ie$i Jf = y_^_Z₂ (3.19) r 9in₂ avînd în vedere că valoarea lui Z₂ se determină din condiția de rezonanță a circuitului acordat.) Valoarea inductanței bobinei Z₃ se obține din egalitatea M=kVL₂L₃, unde are valoarea determinată mai sus, iar k este factorul de cuplaj între bobinele și Z₄. Rezultă pentru Z₃ valoarea : L₃=~^L₂. (3.20) k gin. Tensiunea alternativă U₂ de la bornele circuitului acordat se determină din relația (fig. 3.6, 5): sau jjf Py9m 9t Uz gₘ ~ = Pi — gt (3.21) (3.22) unde gₘ este transductanța (panta) tranzistorului. Amplificarea de tensiune a etajului este : Aᵤ = ^ = ^.-^=p₂-^^: (3.23) U₂ gₜ Ținînd seamă de relația (3.12) expresia amplificării poate fi pusă sub forma : = p₁-p₂-gₘa>₀LQ₁ (3.24) de unde rezultă că, avînd în vedere că într-o gamă unde factorul de calitate Qₛ are o valoare practic constantă, amplificarea etajului crește odată cu frecvența semnalului recepționat, acesta reprezentînd un dezavantaj al montajului. Avînd în vedere că există posibilitatea de a varia cuplajul dintre circuitul primar și secundar se poate aranja ca mărimea amplificării să se păstreze în același ordin de mărime la trecerea de la o gamă de unde la alta (v. fig. 3.5, b). în ceea ce privește selectivitatea etajului, aceasta este dată de relația : |A| I Aₒ I (3.25) 51 în care : A/ reprezintă dezacordul față de frecvența de rezonanță/₀ pe care este acordat circuitul de sarcină; Qₛ — factorul de calitate în sarcină al circuitului acordat. Banda de trecere a etajului (B), considerată la nivelul la care amplifi- carea scade la valoarea -L din amplificarea la rezonanță, rezultă din r 2 condiția : de unde: B = 2A/ = A. (3.27) Relația de mai sus arată, reținînd faptul că Q, este aproximativ constant, că selectivitatea și banda de trecere nu sînt constante în interiorul unei game de unde, ci variază odată cu frecvența /₀ a semnalului pe care se acordă radioreceptorul. în ceea ce privește puterea utilă P„, debitată de amplificatorul RF la ntrarea tranzistorului T₂, aceasta este dată de relația 2 2 ° PB = . g’ₘ = -L ^132 ₚț g.ₙ₂ ² ² gt² iar puterea de excitație a etajului amplificator de RF are Pₑₓ • Amplificarea de putere AP a etajului este : „ 2 2 2 a ___ Pu __ 9in₂ Pi P2 9in Rex g^i (3.28) valoarea : (3.29) (3.30) • Amplificatorul eu acord fix. Acest tip de amplificatoare, care fac legătura între cele aperiodice și cele cu circuit acordat, sînt amplificatoare --------------------»- Spre Cᵥ osci/a/or /oca/ Fig. 3.7. Amplificator de RF cu acord fix. 52 de bandă largă, la care circuitul de sarcină are acord fix pe frecvența mijlocie a benzii de trecere. Schema este similară cu cea prezentată în figura 3.5, cu deosebirea că C₂ este înlocuit cu un condensator de valoare fixă. O amortizare a unui astfel de circuit, realizată cu ajutorul unei rezis- tențe, permite trecerea întregii benzi, cu o atenuare destul de mică la capete. O variantă a acestui montaj, frecvent întîlnită, este aceea la care bobina din circuitul de sarcină (v. L₃ din fig. 3.7) este acordată cu capaci- tățile parazite ale montajului (CP), la capătul superior al benzii de recep- ționat, putîndu-se astfel compensa atît efectul șuntării sarcinii de către aceste capacități, cît și efectul, uneori destul de pronunțat, al scăderii rezistenței de intrare a etajului următor. Pentru lărgirea benzii de trecere se folosește rezistența de amortizare Rₐ, factorul de calitate în sarcină al circuitului L₃CP, fiind de valoare redusă. 2. AMPLIFICATORUL DE RF PENTRU UNDE ULTRASCURTE CU TRANZISTOARE în radioreceptoare amplificatorul de foarte înaltă frecvență este destinat pentru amplificarea semnalului cu modulație de frecvență. Acest etaj amplificator lucrează fie în gama (65—73 MHz (norma OIET), fie în gama 87 —104 MHz (norma CCIE) fie în alte benzi similare (88—108 MHz ; 87 —100 MHz etc.). El constituie, împreună cu circuitul de intrare, cu schimbătorul de frecvență și cu oscilatorul local pentru canalul de MF al radioreceptorului, o unitate constructivă cunoscută sub denumirea de blocul de unde ultrascurte (UUS). Avînd în vedere că în gama de UUS zona de recepție este limitată, este necesar să se obțină, încă din acest etaj de RF, o amplificare cît mai mare, în condițiile unei stabilități corespunzătoare și a unui raport semnal/zgomot de valoare ridicată. Eezultă de aici că amplificatorul de foarte înaltă frecvență din blocul de UUS, prezintă o deosebită importanță în realizarea performanțelor ce se impun unui asemenea ansamblu func- țional. Avînd în vedere că în gama de UUS nivelul perturbațiilor industriale și atmosferice este neînsemnat, sensibilitatea reală se poate ridica pînă la valoarea la care ea este limitată de nivelul zgomotelor de fluctuații ale diferitelor elemente ale schemei. Se știe că sensibilitatea reală a unui radioreceptor este determinată de tensiunea minimă a semnalului de la intrare, care este necesară pentru obținerea la ieșire a unei anumite puteri utile, pentru un raport semnal/zgomot dat. Eezultă de aici că este necesar, pe de o parte, să se obțină o amplificare maximă a semnalului recepționat, iar pe de altă parte să se mențină la minimum nivelul zgomotelor interne ale radioreceptorului. în aceste condiții este evident că aplicarea semnalului recepționat direct la etajul schimbător de frecvență, așa cum se obișnuiește, în general, în cazul radioreceptoarelor pentru emisiuni cu MA, nu este aici o soluție avantajoasă. Așadar utilizarea în lanțul de UUS a etajului de foarte înaltă frecvență vine să rezolve problema îmbunătățirii raportului semnal/zgomot, deoarece el oferă avantajul amplificării semnalului recep- ționat la un nivel de zgomote cu mult mai scăzut decît schimbătorul de 53 frecvență. în plus, prezența amplificatorului de foarte înaltă frecvență duce la îmbunătățirea selectivității radioreceptorului față de semnalele de frecvență intermediară și imagine, constituind în același timp un important separator între etajul oscilator (producător de radiații parazite) și circuitul de antenă. Toate aceste motive menționate mai sus fac ca amplificatoarele de foarte înaltă frecvență să fie utilizate totdeauna la radioreceptoarele MF. în ceea ce privește tranzistoarele acestea folosite sînt de tip drift (/Pi = 75 • • • 100 MHz), mesa (/^ = 150 ... 200 MHz) sau planare (/Pi — 500 MHz). La aceste frecvențe foarte înalte unii parametri, cum ar fi faza pantei și modulul ei, capacitatea de reacție, rezistențele de intrare și ieșire joacă un rol deosebit de important în funcționarea amplificatorului. Se reține de aici că la frecvențele de lucru ale benzii de UUS, tranzistoa- rele prezintă, în general, o defazare între curentul de colector și tensiunea de comandă, din care cauză intervin unele probleme în realizarea schemelor de blocuri UUS cu tranzistoare. în ceea ce privește schema electrică de principiu, amplificatorul de foarte înaltă frecvență este realizat în patru tipuri de variante : — schema cu emitorul comun; — schema cu baza comună; — schema cu punct intermediar la masă; — schema în montaj cascodă. a. Amplificatorul pentru UUS în montaj cu emitorul comun în cazul utilizării schemei cu emitorul comun, pentru stabilitatea în funcționare a amplificatorului este necesară neutrodinarea. în figura 3.8 este prezentată schema de principiu a unui amplificator de foarte înaltă frecvență în montaj cu emitorul comun și care, pentru asigurarea stabilității, este neutrodinat. Funcționarea etajului este urmă- toarea : de la circuitul de intrare prin capacitatea Cj (valori uzuale : 10—500 pF), semnalul este aplicat la baza tranzistorului, circuitul de I-'ig. 3.8. Amplificator de foarte înaltă frecvență în montaj cu emitorul comun. 54 sarcină al etajului amplificator fiind realizat de bobina Lₐ și condensatorul Cₐ. Semnalul de foarte înaltă frecvență este aplicat la etajul schimbător de frecvență prin intermediul condensatorului C₂ (valori uzuale 2—10 pF). Pentru compensarea reacției interne a tranzistorului, produsă prin capacitatea colector-bază (Ccb), se aduce la intrarea amplificatorului, prin capacitatea CN (de ordinul picofarazilor) o tensiune egală și în antifază cu tensiunea de reacție internă. Polarizările emitorului și bazei sînt realizate prin rezistențele RB și RB (de ordinul kiloohmilor), condensatorul CE (de ordinul nanofarazilcr) fiind utilizat pentru decuplarea la masă a emitorului din punctul de vedere al semnalului de foarte înaltă frecvență. b. Amplificatorul pentru UUS în montaj cu baza comună în figura 3.9 este prezentată schema de principiu a unui amplificator pentru UUS, realizat în montaj cu baza comună. Este montajul utilizat cel mai frecvent în scheme de blocuri de UUS. Din punctul de vedere al semnalului de foarte înaltă frecvență baza tranzistorului este conectată la masă prin condensatorul C₃. Montajul lucrează de obicei fără neutrodinare, stabilitatea față de oscilațiile parazite fiind mare, într-un astfel de montaj reacția pozitivă, datorită capacității dintre colector și emitor fiind utilizată pentru creșterea rezistenței de intrare și a rezistenței interne a tranzistorului (cu circa 20%). Circuitul acordat de obicei pe frecvența din mijlocul benzii de UUS servește pentru aplicarea semnalului de la antenă la intrarea tranzistorului amplificator. Sarcina etajului de frecvență foarte înaltă este circuitul acordat Lₐ, Cₐ. Bezistența la rezonanță a circuitului acordat, în gol, este de circa 5 kQ. Ea este amortizată de rezistența de ieșire Rᵢₑfₗ a tranzistorului amplificator și de rezistența de intrare Rᵢₙₛ a tranzistorului schimbător de frecvență, la care se cuplează prin intermediul condensa- torului Cc. Polarizarea bazei este realizată prin divizorul Rₗₜ R₂, iar cea a emito- rului prin rezistența RB, decuplată, pentru semnalul de foarte înaltă frecvență, prin capacitatea CE. Fig. 3.9. Amplificator de foarte înaltă frecvență în montaj cu baza comună. 55 c. Amplificatorul pentru UUS în montaj cu punct intermediar la masă în figura 3.10 este prezentată schema de principiu a unui amplificator pentru UUS în montaj cu punct intermediar la masă, cu circuit de intrare cu cuplaj inductiv. Avînd în vedere că montajul în conexiune cu punct intermediar la masă are o amplificare mai mare și zgomotul mai mic decît montajul cu baza comună, el este utilizat în special în cazurile în care frecvența de lucru se apropie de frecvența de tăiere a tranzistorului. De (a antena Spre etajul schimbător de frecventă. Fig. 3.10. Amplificator de foarte înaltă frecvență în conexiune cu punct intermediar Ia masă. Pentru compensarea reacției interne a tranzistorului, produsă prin capacitatea colector-bază (Ccb), se aduce la intrarea amplificatorului, prin capacitatea Cy, o tensiune egală și în antifază cu tensiunea de reacție internă. d. Amplificatorul pentru UUS în montaj cascodă Etajul amplificator de foarte înaltă frecvență, realizat în montaj cascodă (fig. 3.11) prezintă avantajul unei amplificări mari, al unui zgomot propriu redus și al unei independențe între admitanța de intrare și cea de ieșire. Primul tranzistor 2\ lucrează în schema cu emitorul comun, iar cel de-al doilea tranzistor T₂ lucrează în schema cu baza comună. Prezența condensatorului permite creșterea selectivității circui- tului de intrare. Avînd în vedere că montajul cascodă asigură independență Fig. 3.11. Amplificator de foarte înaltă frecvență în montaj cascodă. 56 între admitanța de intrare și cea de ieșire, creșterea selectivității se poate face fără a influența admitanța de ieșire a montajului. Pentru a înlătura unele semnale perturbatoare, capacitatea de ieșire a primului tranzistor Tᵤ împreună cu bobina Z₃, formează un filtru trece-jos pentru frecvențele în jurul a 30 MHz. Al doilea tranzistor T₂ se cuplează la primul prin intermediul conden- satorului C. în colectorul acestui tranzistor este conectat circuitul de sarcină CV₂. Cuplajul cu etajul schimbător de frecvență este făcut prin intermediul condensatorului C₅. Polarizarea bazei primului tranzistor este realizată prin divizorul Rᵤ R₂, iar cea a emitorului prin rezistența R₃, decuplată, pentru semnalul de foarte înaltă frecvență, prin capacitatea C₂. La cel de-al doilea tranzistor al montajului cascodă (T₂), polarizarea bazei este făcută prin intermediul rezistențelor R^ și A₇, ultima fiind decuplată la masă, din punctul de vedere al semnalului de foarte înaltă frecvență, prin capacitatea Polarizarea emitorului este realizată prin rezistența R₅. O. AMPLIFICATORUL DE RADIOFRECVENȚĂ CU TUBURI ELECTRONICE 1. AMPLIFICATOARE DE RF CU TUBURI ELECTRONICE PENTRU GAMELE DE UL, UM, US Pentru etajul RF din radioreceptoarele de radiodifuziune cu MA se folosesc tuburi pentode de înaltă frecvență, cu capacitatea dintre anod și grila de comandă cît mai mică (de ordinul a 0,005 pF), cu rezistență internă R{ mare (de ordinul a 1 MQ), cu pantă de valoare ridicată ( > de 2 mA/V) și variabilă, pentru a permite utilizarea tubului în sistemul de RAA. Ca tipuri reprezentative de amplificatoare RF cu tuburi electronice se menționează : — amplificatorul de RF aperiodic ; — amplificatorul de RF acordat. a. Amplificatorul de RF aperiodic în figura 3.12 este prezentată schema de principiu a unui amplificator aperiodic, tubul folosit fiind o pentodă. Impedanța de sarcină este constituită din rezistența R., în paralel cu rezistența de grilă a tubului schimbător de frecvență R'ₐ și cu capaci- tatea parazită Cᵥ (formată din capacitatea de ieșire a tubului amplifica- tor Cᵢₑș, de circa 4 pF, capacitatea de intrare a etajului următor Cᵢₙ, de circa 5 pF, și de capacitatea montajului Cₘ, de circa 10 pF). Valoarea rezistenței Rₛ este aleasă suficient de mică (cîțiva kiloohmi) pentru ca la capătul superior al gamei de recepționat să nu se manifeste prea puternic efectul de șuntare al capacităților parazite, rezistența Rg putînd fi neglijată, avînd în vedere că valoarea acesteia este de circa 1 M£l. într-adevăr, reactanța prezentată de aceste capacități parazite 57 scăzînd cu frecvența, șuntează din ce în ce mai puternic rezistența Rₛ, și din această cauză valoarea impedanței de sarcină se reduce și odată cu ea se reduce și amplificarea obținută. Pentru ca această scădere să apară deasupra capătului superior al gamei de recepționat, rezistența de sarcină trebuie să aibă o valoare mai mică decît reactanța capacității parazite la frecvența superioară a acestei game. Soluția duce însă la o reducere importantă a amplificării față de condițiile obișnuite, impunînd totodată utilizarea de tuburi cu pantă de valoare ridicată. Din această cauză amplificatorul aperiodic descris se întîlnește mai frecvent în gamele de UL și UM și mai rar în gamele de US. Transmiterea tensiunii amplificate a semnalului util (obținută la bornele impedanței de sarcină a amplificatorului RF), la grila de comandă a tubului etajului următor (schimbătorul de frecvență), se face prin intermediul condensatorului de cuplaj Cg (valori uzuale : 100 —300 pF). în ceea ce privește calculul parametrilor unui astfel de amplificator acesta este apropiat de cel al amplificatoarelor RF cu tranzistoare. b. Amplificatorul RF eu circuit acordat După modul de conectare al circuitului oscilant în circuitul anodic al tubului, există următoarele tipuri reprezentative de amplificatoare de RF : — amplificatoare cu cuplaj direct •, — amplificatoare cu cuplaj prin inductanță mutuală. • b. Amplificatorul de RF eu cuplaj direct. în figura 3.13 este prezentată schema unui etaj amplificator cu circuitul oscilant de sarcină, conectat direct în circuitul anodic, de unde dealtfel îi vine și numele de amplificator cu cuplaj direct. Funcționarea acestui montaj este următoarea : tubul este excitat în circuitul de grilă de tensiunea de semnal de înaltă frecvență Uᵤ obținută de la circuitul de intrare. Sarcina acestui tub este constituită din circuitul oscilant derivație format în principal din inductanța L și capacitatea variabilă Cᵣ₂. Condensatorul Cf avînd capacitatea mult mai mare decît 58 capacitatea maximă a condensatorului variabil și fiind montat în serie cu acesta, modifică foarte puțin capacitatea totală de acord. într-adevăr, capacitatea serie echivalentă Cₛ este : p _ cv₂ cf _ Cf₂ ⁵ Crₜ ₊ Cf~ ₁₊C^ ‘ (3.31) C! Cum s-a presupus că Cf > Cᵣ„, rezultă că raportul — <^ 1 și deci prac- cr tic Cₐ - Cv₂. Fig. 3.13. Amplificator de RF cu cuplaj direct. Circuitul oscilant fiind acordat prin monoreglaj, pe aceeași frecvență cu circuitul de intrare, adică pe frecvența semnalului de RF cu care a fost excitat etajul, la bornele sale se obține tensiunea de semnal de radio- frecvență amplificată (Uz). Acest semnal este aplicat, prin condensatorul de cuplaj Cg, circuitului de grilă al tubului următor Tz, care constituie etajul schimbător de frecvență. Condensatorul Cg (de valori cuprinse între 100 și 500 pF) prezintă pentru tensiunea de semnal reactanță foarte mică față de rezistența Rg. în aceste condiții tensiunea de la grila tubului Tz este practic egală cu tensiunea de la bornele circuitului oscilant. Grupul Rc Cc din circuitul de catod al tubului T± reprezintă grupul de negativare automată. Rezistența RgZ folosește pentru polarizarea grilei ecran (valori de ordinul zecilor de kiloohmi) și este decuplată în curent alternativ de conden- satorul CgZ (cu valori de ordinul zecilor de nanofarazi). Rezistența Rf (cîteva mii de ohmi) setvește împreună cu condensatorul Cf (zeci de nF) pentru filtrarea tensiunii anodice. Pentru a determina amplificarea și selectivitatea etajului de RF descris mai sus, se recurge la schema echivalentă în curent alternativ din figura 3.14, a. în această schemă se pot neglija condensatoarele Cf și ₀LQ₁>, unde (3.44) 1. După cum se vede, expresia amplificării cu cuplaj prin inductanță mutuală este aceeași ca și pentru amplificatorul cu cuplaj direct, cu deose- birea că se înmulțește cu factorul p < 1. Rezultă de aici că amplificarea etajului cu cuplaj prin inductanță mutuală este mai mică decît cea a am- plificatorului cu cuplaj direct. Dacă rezistența de intrare Rᵢₙ a tubului următor este foarte mare, cuplajul între Lₐ și L este slab și dacă pentru tubul Tᵣ (v. fig. 3.16) se folosește o pentodă (pentru ca R, să fie mai mare), atunci selectivitatea etajului este dată de expresia : I.D |A₀| 0? (3.45) care este identică cu relația corespunzătoare etajului cu cuplaj direct. 63 2. AMPLIFICATORUL DE RF PENTRU UNDE ULTRASCURTE CU TUBURI ELECTRONICE Pentru amplificatoarele RF lucrînd la foarte înalta frecvență (FIF) apar o serie de probleme, deosebite față de cele întîlnite în gamele de UL, UM și US, din cauză că la aceste frecvențe foarte înalte inductanțele parazite ale tuburilor electronice și timpul de tranzit al electronilor micșo- rează foarte mult rezistența de intrare (Rᵢₙ) a acestor dispozitive. în aceste condiții menționate mai sus, rezistența de intrare Rᵢₙ are valoarea : (3-46) unde : b ₌-----------1--------. (3.47) 4~* S (LcCgc + k-r), în care : > 8 este fanta tubului electronic; Lₐ — inductanța parazită a catodului tubului electronic ; C,,c — capacitatea grilă-catod ; k — constantă caracteristică structurii constructive a tubului electronic și egală, în general, cu 1/20 ; t — timpul de trecere al electronilor de la catod la anod. Din expresia lui Rᵢₙ se observă că la tuburile lucrînd la foarte înaltă frecvență rezistența de intrare scade rapid cu frecvența, căpătând valori foarte reduse. Tipurile de scheme care se utilizează cel mai frecvent în gama de UUS sînt: — schema cu catodul comun (la masă); — schema cu grila comună (la masă); — schema cu punct intermediar la masă. în majoritatea cazurilor cel mai folosit tub electronic este trioda datorită avantajelor pe care acesta le are față de tuburile cu mai multe grile : un nivel redus al zgomotelor proprii și o impedanță de intrare suficient de mare, calități care duc la creșterea raportului semnal/zgomot, la îmbunătățirea coeficientului de transfer al circuitului de intrare și a selectivității, în raport cu semnalele externe perturbatoare. Utilizarea tubului triodă în etajele amplificatoare de foarte înaltă frecvență prezintă însă și uncie dezavantaje, în sensul că valoarea ridicată a capacității parazite dintre anod și grilă (Cₐg) provoacă instabilitate în funcționarea montajului, deficiență care se poate însă înlătura prin neutrodinare. a. Amplificatorul pentru UUS în montaj cu catodul comun în figura 3.18, a este prezentată schema unui amplificator de foarte înaltă frecvență în montaj cu catodul comun. Semnalul din antenă este transmis prin bobina LA circuitului acordat LC și de aici la grila tubului amplificator. Sarcina amplificatorului de 64 o Ui Fig. 3.18. Amplificator d: foarte înalta frecvență: a - schema cu catodnl la masă: b - schema cu grila la masă: c - schema cu punct intermediar la masă; d - punte de neutrodinare nentru montajul cu ur.ct intermediar la masă; e - scheme electrice echivalente ale montajului cu punct intermediar la masă. foarte înaltă frecvență este constituită din circuitul oscilant LₐCₐ, alimen- tarea cu tensiune anodică fiind realizată prin intermediul rezistenței R„ decuplată la masă pentru înalta frecvență prin condensatorul Cb de capa- citate mare (de ordinul a 2—3 nF). Negativarea etajului este obținută prin rezistența de catod HcT decuplată la masă prin capacitatea care prezintă un scurtcircuit pentru semnalul de foarte înaltă frecvență. Avantajele montajului prezentat sînt : impedanța de intrare mare și obținerea unei amplificări de valoare ridicată. Din cauza capacității impor- tante dintre anod și grilă (Ca^ are loc însă o reacție pozitivă între ieșire și intrare și schema funcționează instabil. într-adevăr, în etajul de amplificare impedanța între grilă și catod poate avea, în funcție de acordul circuitului de grilă, caracter inductiv, capacitiv sau rezistiv. Tensiunea anodică este divizată între capacitatea anod grilă Cₐg și impedanța grilă-catod. La frecvențe mai mici decît frecvența de acord a circuitului rezonant de grilă, impedanța acestuia are un caracter inductiv și produce un defazaj suplimentar al tensiunii de reacție, care face ca la grilă să se aplice o componentă de tensiune în fază cu tensiunea de intrare. Cu toate că există posibilitatea neutrodinării, acest montaj este rareor i utilizat, unul dintre motive fiind și acela că o astfel de schemă permite ca radiațiile parazite ale oscilatorului local să atingă, de obicei, niveluri peste valorile acceptate de norme. b. Amplificatorul pentru UUS în montaj cu grilă comună Schema cu grila comună (fig. 3.18, b) are o bună stabilitate, aceasta datorită faptului că valoarea capacității parazite între anod și catod Ccₐ este mică și deci reacția nedorită între circuitul de ieșire și cel de intrare nu este importantă. După cr m se constată însă din schemă, componenta alternativă a curentului anodic lₐ trece prin circuitul de intrare și din această cauză impedanța de intrare a tubului este foarte mică și deci și factorul de transfer este mic. c. Amplificatorul pentru UUS în montaj cu punct intermediar la masă Un compromis între schema cu catodul la masă și cea cu grila la masă îl prezintă schema cu punct intermediar la masă (fig. 3.18, c). Acest punct este comun atît pentru circuitul de intrare, cît și pentru cel anodic. Notînd cu m raportul-^-, se observă că pentru m = 0 se obține schema cu catodul la masă, iar pentru m = 1, schema cu grila la masă. în figura 3.18, d este reprezentat circuitul echivalent al punții de neutrodinare pentru montajul din figura 3.18, c. Cînd puntea se află la echilibru, nu există reacție între ieșire și intrare, adică factorul de transfer între ieșirea etajului (circuitul Lₒ, C„) și intrarea etajului (L, O) este nul. 66 Neglijînd inductivitatea mutuala M între L₁ și Z₂, precum și efectul rezis- tenței de ieșire Rᵢₑș a tubului, puntea se găsește la echilibru dacă este satisfăcută condiția : (3.48) Valoarea rezistenței de intrare Hᵢₙ intr-un astfel de montaj, în condi- țiile în care schema este neutrodinată, se poate determina considerînd circuitul echivalent din figura 3.18, e. Presupunînd că circuitele de intrare și ieșire sînt la rezonanță, puterea totală la intrare este : 1 2 p. J in 17? Rin (3.49) (3.52) (3.53) (3.54) unde Rₛ reprezintă rezistența de intrare a tubului între grilă și catod în montaj cu catodul la masă. Ținînd seamă de notație : m = (3.50) rezultă : o 2 = (3.51) K-in ™g Circuitul de sarcină al amplificatorului fiind la rezonanță și considerînd valoarea impedanței lui egală cu Rₐ, se poate scrie pentru circuitul anodic următoarea ecuație (fig. 3.18, c) : (p. m) Uᵣ = Iₐ(Ri + Ra), unde R₍ este rezistența internă a tubului electronic. Rezultă pentru Iₐ : j________________________o* + m) suₗ, avînd în vedere că p. > m. înlocuind valoarea lui Iₐ în expresia (3.51) se obține : i _ ¹ । mS Rin Rg । । Rg Ri Se observă că pentru m = 0 se obține valoarea rezistenței de intrare pentru montajul cu catodul comun, iar pentru m = 1, pentru montajul cu grila comună. Valorile recomandate pentru factorul m în cazul montajului cu punct intermediar la masă sînt în limitele 0,3—0,6. Rezultă de aici că, în funcție de alegerea punctului de legare la masă, componenta alternativă a curentului anodic străbate o impedanță mai mare sau mai mică în circuitul acordat din grilă (fig. 3.18, c). Cu cît punctul de legare la masă este mai apropiat de catod, cu atît impedanța de intrare este mai mare, dar în aceeași măsură crește și importanța influenței capacității parazite Cₐg și invers. în cazul cînd punctul intermediar este suficient de apropiat de grilă, în general, se poate renunța la neutrodinare. Trebuie menționat 67 faptul că priza mediană poate fi realizată nu numai pe bobină, ca în figura 3.18, c, ci și prin intermediul a două capacități, de valori convenabil alese ca în figura 3.19, a. Montajele prezentate în figurile 3.18, c și 3.19, a sînt curent utilizate în schemele practice, alegerea punctului intermediar fiind dictată, de regulă, de realizarea unui compromis între condiția de adaptare de putere și condiția de adaptare în ceea ce privește zgomotul la intrarea etajului amplificator. Pentru a ilustra modul în care se efectuează neutrodinarea și în cazul unui montaj cu punct intermediar la masă, prin divizor capacitiv, în Fig. 3.19. Amplificator de foarte înaltă frecvență a — schema de principiu; 6 — punte de neutrodinare între intrarea ei ieșirea amplificatorului. figura 3.19, b este prezentată schema unei astfel de punți care se referă la amplificatorul de foarte înaltă frecvență din figura 3.19, a. într-adevăr, după cum reiese din figură, într-o diagonală a punții care se formează în felul acesta este conectat circuitul anodic acordat al etajului amplificator de foarte înaltă frecvență (Lₐ, Cₐ), iar în cea de-a doua diagonală este conectat circuitul grilă-catod al tubului (L). Neglijînd inductanța L,, care este o bobină de soc pentru RF, puntea este echilibrată cînd : Cₗ/C₂ = = CₐₛICₑ. în aceste condiții intrarea și ieșirea amplificatorului sînt complet separate și deci nu se mai poate aplica tensiune din circuitul anodic în circuitul grilă-catod, prin capacitatea internă a tubului Cₐg. d. Amplificatorul pentru UUS în montaj cascodă O altă combinație între avantajele montajului cu catodul comun (impedanță de intrare mare) și ale montajului cu grila comună (stabilitate mare și pătrundere mică a tensiunii de frecvența oscilatorului local la intrarea radio-receptorului) este așa-numitul amplificator de tip cascodă. în montajul prezentat în figura 3.20, a, prima triodă este conectată în montaj cu catodul comun. Impedanța de sarcină a acestui etaj este con- stituită din rezistența de intrare a tubului din etajul următor, conectat cu grila la masă. Deoarece și la montajul cascodă există pericolul unei injecții de semnal din circuitul de anod în cel de grilă, prin intermediul capacității parazite anod-grilă Cₐg, etajul cu catodul comun este neutro- dinat. 68 Datorită faptului că amplificarea de tensiune a primei triode este practic egală cu unitatea, efectul capacității anod-grilă este mai redus și din această cauză este posibil să se realizeze un circuit de neutrodinare care să asigure o bună stabilitate a montajului pe o întreagă gamă de frecvențe de recepționat. în figura 3.20, b este prezentată schema primului etaj, cu circuit de neutrodinare în punte. Dacă este îndeplinită condiția : Fig. 3.20. Amplificator de foarte înaltă frecvență dc lip cascodă : a — schema de principiu; b — schema în punte a circuitului de neutrodinare. atunci tensiunea de ieșire U₂, de pe una din diagonalele punții, nu mai manifestă nici un fel de influență asupra tensiunii de intrare UY de pe cealaltă diagonală a punții de neutrodinare. Din considerente economice montajul cascodă este însă rar utilizat (pentru amplificatoarele de foarte înaltă frecvență din radioreceptoarele de clasă superioară, în special pentru cele stereofonice). D. INFLUENTA PERFORMANȚELOR PIESELOR COMPONENTE ALE ETAJULUI ASUPRA PERFORMANȚELOR RECEPTORULUI 1. AMPLIFICATOARE DE RADIOFRECVENTĂ CU TRANZ ISTOARE PENTRU GAMELE UL, UM ȘI US RE (sute de ohmi) decuplată de CE din figurile 3.4, 3.5, 3.7 are rolul de stabilizare termică. Dacă RE scade ca valoare, stabilizarea cu temperatura scade. Condensatorul de decuplare CE micșorează amplificarea în măsura în care valoarea acestuia scade. Rₗ (6—30 k£l), R₂ (2—5 k£l) din figurile 3.4,3.5,3.7, formează divizorul de tensiune pentru polarizarea tranzistorului Tₓ. O valoare mai mare pentru R₂ și mai mică pentru R₁ mărește tensiunea de polarizare (curentul 69 de colector crește). O valoare mai mică pentru R₂ și mai mare pentru Rₜ reduce tensiunea de polarizare (curentul de colector scade). în primul caz există pericolul de străpungere a joncțiunii bază-emitor (supraîncăr- carea tranzistorului). în cazul al doilea scade amplificarea, scade raportul semnal/zgomot și se măresc distorsiunile de intcrmodulație. R₃ (fig. 3.4) este rezistența de sarcină a tranzistorului Tₜ cu valori uzuale de ordinul kiloohmilor. Dacă R₃ este prea mică atunci frecvența la care cîștigul amplificatorului scade cu 3 dB crește și invers dacă R₃ are valoare mai mare. R, (3—5 kQ), Cf (25—50 nF) din figurile 3.4, 3.7 și R₂, din figura 3.5, reprezintă grupul de separare a etajelor alimentate în curent continuu, respectiv de filtrare a tensiunii de alimentare. O valoare mai mică pentru Rf (R₃) și Cf (CJ înseamnă o filtrare și decuplare insuficientă ce se manifestă prin modulație cu bruni, oscilații parazite (instabilitatea amplificatorului). O valoare mai mare pentru Rf (F₃) duce la micșorarea amplificării. U₂, C₂ (fig. 3.5) formează circuitul de sarcină al tranzistorului Tᵥ Colectorul este conectat la o priză a bobinei L₂. Poziționarea diferită a prizei poate influența factorul de calitate al circuitului, condițiile de adaptare cît și selectivitatea. Rₐ (v. fig. 3.7) este rezistența de amortizare care permite trecerea întregii benzi cu o atenuare suficient de mică la capetele benzii. 2. AMPLIFICATOARE PENTRU U/F a. Amplificatoare cu tranzistoare Cj (10—500 pF) din figura 3.8 este capacitatea de cuplaj, iar Lₐ și circuitul de sarcină. CN (de ordinul picofarazilor, v. fig. 3.8 și 3.10) este capacitatea de neutrodinare care compensează reacția internă a tranzistorului, produsă de capacitatea colector-bază. Modificarea acesteia influențează negativ stabilitatea amplificatorului (oscilații parazite). ^2 (v- fig- 3.10) reprezintă divizorul capacitiv cu punct intermediar la masă. Rolul acestora este prezentat în cap. 2 § 0, pct. c. b. Amplificatoare cu tuburi electronice Rc (100—300 D) și Cc (150—300 pF) din figura 3.18 formează grupul de negativare automată a grilei amplificatorului de UIF. O valoare mai mare sau mai mică pentru Rc înseamnă deplasarea punctului de funcționare în regiunea neliniară. în primul caz se micșorează amplificarea și crește zgomotul de fond, iar în cazul al doilea apar distorsiuni de intermodulație. O valoare mai mică pentru C₂ duce la scăderea amplificării. Lₐ, Cₐ formează circuitul de acord conectat la anodul tubului amplifi- cator de UIF. Acordul variabil se realizează prin monocomanda lui Cₐ. Există și monocomanda miezurilor bobinei Lₐ prin deplasarea unor miezuri diamagnetice (cu rol de spire în scurtcircuit) în cîmpul bobinelor. Soluția 70 acordului inductiv este superioară celui capacitiv, deoarece reduce influența variațiilor cu temperatura. Rₐ (0,4—3 kQ) și Cb (1—5 nF) formează rețeaua filtrantă a tensiunii anodice de alimentare anodică și de separare a etajelor. Atribuțiile acestor elemente de circuit corespund cu R} și Cf din figurile 3.4 și 3.7. CK este capacitatea de neutrodinare care asigură echilibrul punții (v. fig. 3.18, d) conform relației (3.48). Modificarea acestuia are ca efect o funcționare instabilă deoarece intervine reacția pozitivă produsă de capacitatea anod-grilă. Cj și C₂ (fig. 3.19) au rolul prizei din figura 3.18, c. O valoare mai mare pentru C₁ și mai mică pentru C₂ aduce amplificatorul către schema cu grilă comună (fig. 3.18, b) care se bucură de o stabilitate bună însă cu impedanță de intrare mică și implicit cu factor de transfer mic. O valoare mică pentru și mare pentru C₂ aduce amplificatorul către schema cu catodul comun (fig. 3.18, a) care prezintă instabilitate în funcțio- nare, impedanță de intrare mare și amplificări de valoare ridicată. Capitolul 4 SCHIMBĂTORUL DE FRECVENȚĂ A. GENERALITĂȚI Schimbătorul de frecvență este un etaj caracteristic radioreceptorului superheterodină și este utilizat pentru a transforma tensiunea modulată de înaltă frecvență a semnalului recepționat într-o tensiune de frecvență fixă, numită frecvență intermediară (FI), fără a schimba caracterul modulației. Dacă în cazul semnalelor modulate în frecvență, avînd în vedere felul în care este realizată modulația, nu apar astfel de probleme, în cazul semnalelor mo- dulate în amplitudine se impune ca, atunci cînd se schimbă frecvența înaltă purtătoare, forma și frecvența înfășurătoarei să rămînă neschimbate. în figura 4.1 este reprezentată forma tensiunii de la intrarea și cea care trebuie să se obțină la ieșirea unui schimbător de frecvență în cazul semnalelor modulate în amplitudine. Fig. 4.1. Forma tensiunii de la intrarea (a) și ieșirea schimbătorului de frecvență (b). în principiu schimbarea de frecvență este de fapt o translatare a spec- trului semnalului aplicat la intrarea schimbătorului de frecvență. Pentru realizarea unei schimbări de frecvență este necesar ca la intra- rea etajului schimbător (realizat cu tub sau tranzistor), să se aplice, în afară de semnalul de RF recepționat, de frecvență/;, și un semnal RF nemo- dulat, dat de un oscilator local, cu frecvență fu, și cu amplitudinea mult mai mare decît a semnalului de recepționat (fig. 4.2). Etajul schimbător de frecvență fiind un element neliniar (curenții de ieșire nu variază proporțional cu tensiunea aplicată), la ieșirea acestui etaj apar o serie de componente, printre care se găsește și componenta de frec- 72 vență egală cu diferența dintre frecvența oscilatorului local și frecvența semnalului de recepționat, adică componenta de frecventă intermediară^ • fi=h-fₛ- Extragerea semnalului de frecvență intermediară se realizează cu ajutorul unui circuit selectiv, acordat pe această frecvență, de exemplu cu un circuit singular, sau cu un filtru de bandă, format din două circuite oscilante cuplate. Semnal de RF recepționa! ~ Schimbă/or Uₛ fₛ de frecventă Semna/ de FI f'-fh-fs Fig. 4.2. Schema-bloc a unui elaj schimbător de frecvență. fi, Seni na/a/ de RF o/ osci/afuruJui /oca/ “h • După modul în care se face schimbarea de frecvență aceste etaje se pot clasifica în : — etaje de schimbare de frecvență aditivă, la care atît semnalul de recep- ționat cît și oscilația locală se aplică în circuitul de intrare al tubului sau tranzistorului schimbător (astfel, de exemplu, în cazul unui tub electronic cele două semnale pot fi aplicate fie ambele pe grilă, fie unul pe grilă și altul pe catod, iar în cazul unui tranzistor, cele două semnale pot fi apli- cate fie ambele pe emitor, fie unul pe bază și altul pe emitor) (fig. 4.3, a); Fig. 4.3. Scheme-bloc ale etajului schimbător de frecvență : a — etaj schimbător la care semnalul recepționat $i oscilația locală se aplică la aceeași intrare; b - etaj schimbător la care semnalul recepționat si oscilația locală se aplică la intrări diferite; c — etaj convcrtor-autooscilatcr. — etaje de schimbare de frecvență multiplicativă, la care semnalul recep- ționat se aplică pe un electrod de comandă, iar oscilația locală pe un alt electrod de comandă. Deoarece tranzistoarele uzuale nu oferă posibilitatea ² Frecvența intermediară la radioreceptoarele fabricate în R.S. România este de 455 kUz. pentru emisiunile cu MA și 10,7 MHz pentru emisiunile cu MF. 73 unei duble comenzi, astfel de montaje sînt caracteristice numai schimbă- toarelor cu tuburi electronice care, prin construcția lor, pot dispune de mai mulți electrozi de comandă (grile) (fig. 4.3, b). • în afară de această clasificare se mai întîlnește și o alta, care ține seamă de modul realizării oscilației locale. Din acest punct de vedere se deo- sebesc următoarele scheme : — schimbător de frecvență cu tub (tranzistor) amestecător sau mixer, la care oscilația locală este produsă de un oscilator separat (fig. 4.3, a și 4.3, b); — schimbător de frecvență cu tub (tranzistor) convertor, montaj în care este inclus și oscilatorul care produce oscilația locală numit, din această cauză, și schimbător de frecvență (convertor) autooscilator (fig. 4.3, c). Este important de reținut faptul că variația amplitudinii curenților rezultați la ieșirea schimbătorului de frecvență urmărește variația amplitu- dinilor celor două semnale aplicate la intrare (Uₛ, Uₕ). Rezultă de aici că și tensiunea obținută la ieșirea etajului, urmărește variațiile amplitu- dinii semnalului recepționat Uₛ, aplicat la intrare. Astfel, în cazul schimbării de frecvență aditivă tensiunea Uᵢₑ, de la ie- șirea mixerului, etaj la a cărei intrare se aplică tensiunea semnalului modu- lat și tensiunea oscilației locale, are valoarea : ieș — bJf. 1 — COS (ₛt, (4.2) unde : UM = Uₛ(l + m cos <»ₘt) (4.3) iar tensiunea oscilației locale este : u„ = f^cos coₕt. (4.4) Din relația (4.1) se observă că, dacă amplitudinea oscilației locale este constantă, tensiunea de ieșire este proporțională cu semnalul recepționat și că pentru obținerea oscilației de frecvență intermediară, este necesar să se separe una dintre înfășurătoarele oscilației U^, separație care nu este posi- bilă decît dacă elementul de circuit al schimbătorului de frecvență are carac- teristica de transfer neliniară. în cazul schimbării de frecvență multiplicativă, expresia curentului de frecvență intermediară (Iᵢₑf) de la ieșirea mixerului are valoarea : Iᵢₑ, = Sc-U,, (4.5) unde Sc se numește pantă de conversie și valoarea ei este direct proporțională cu tensiunea oscilatorului local. Avînd în vedere că : Uᵢₑ, = RₛIᵢₑ„ (4.6) din relația (4.5) rezultă : Uᵢₑf = ScRₛUₛ (4.7) relație care arată de asemenea că și în cazul acestei schimbări de frecvență tensiunea de ieșire este proporțională cu semnalul recepționat, Rₛ fiind o 74 mărime constantă și reprezentînd impedanța de sarcină în frecvență inter- mediară a etajului schimbător de frecvență. La schimbarea de frecvență în cazul convertorului autooscilator (fig. 4.3, c) semnalul recepționat se aplică la intrarea oscilatorului local, consi- derată între acele borne ale dispozitivului activ la care se aplică energia de reacție din circuitul de ieșire. Panta de conversie Sc a unui astfel de convertor arc valoarea : ⁼ (L8) unde Sₘₐₓ este panta maximă a oscilatorului, corespunzătoare pulsului ma- xim de curent, valoare dependentă de clasa de funcționare a oscilatorului: 2 0 reprezentînd deschiderea unghiulară a pulsului de curent al oscilatorului. O problemă importantă ce apare la schimbătorul de frecvență din radio- receptoarele superheterodină este aceea a acordului circuitelor oscilatorului local și de semnal pentru recepția emisiunii dorite. Ținînd seamă de faptul că relația de bază în funcționarea unui radioreceptor superheterodină : f₍ — =fh—fs trebuie să fie satisfăcută pentru orice frecvență din gama de lucru, se impune ca odată cu modificarea frecvenței semnalului recepționat să se modifice în mod corespunzător și frecvența oscilatorului local, aceasta avînd în vedere că frecvența intermediară /, nu-și modifică valoarea. Pentru co- moditatea manipulării, numărul manevrelor de executat la recepția orică- rei emisiuni trebuie să fie cît mai redus. De aceea nu se face o comandă sepa- rată pentru acordul circuitelor de semnal și alta pentru acordul oscilato- rului local, ci cele două comenzi se fac simultan, adică se realizează un mono- reglaj. Pentru aceasta se cuplează împreună rotorul condensatorului varia- bil al oscilatorului local și cel al circuitului de semnal. Schimbătorul de frecvență trebuie să îndeplinească o serie de condiții tehnice, dintre care cele mai importante sînt menționate în cele ce urmează. Amplificarea etajului să fie cît mai mare, condiția fiind impusă de necesitatea obținerii unei sensibilități cît mai mari pentru radioreceptor.. Amplificarea schimbătorului de frecvență se definește ca raportul dintre tensiunea de FI de la ieșirea sa și tensiunea de înaltă frecvență a semna- lului recepționat, aplicat la intrarea etajului schimbător de frecvență. Selectivitatea etajului trebuie să fie cît mai mare, pentru a atenua sufi- cient tensiunile de frecvențe diferite de cea a semnalului util. Selectivitatea schimbătorului de frecvență este determinată în special de valoarea frec- venței intermediare, de calitatea și de numărul circuitelor oscilante acor- date pe frecvența intermediară (de obicei două circuite cuplate și mai rar un circuit derivație). Gradul de distorsiuni trebuie să fie cît mai mic. La fel ca și în celelalte etaje ale radioreceptorului, în schimbătorul de frecvență pot apărea distor- siuni liniare (de frecvență) și neliniare. în cazul emisiunilor cu modulație de amplitudine gradul de distorsiuni de frecvență este caracterizat prin reducerea amplificării benzilor laterale extreme ale semnalului modulat, față de purtătoare și benzile laterale centrale. 75 Distorsiunile de neliniaritate se referă la deformarea înfășurătoarei semnalului de FI de la ieșirea etajului schimbător de frecvență, aceasta puțind surveni în cazul semnalelor de nivel mare aplicate la intrare. Practic distorsionarea înfășurătoarei de modulație a semnalului de FI este de mică i mportanță, semnalul aplicat fiind, în majoritatea cazurilor, sufi- cient de mic pentru ca porțiunea de caracteristică a tubului (tranzistorului să poată fi ușor asimilată cu o parabolă care, așa după cum se poate demonstra pe cale matematică, nu introduce distorsiuni ale înfășurătoarei semnalului. O importanță mare o au însă distorsiunile de intermodulație, care se produc atunci cînd pe electrodul de comandă al schimbătorului de frecvență ajunge, pe lingă semnalul util, și un semnal perturbator, cu amplitudinea suficient de mare pentru a fi comparabilă cu amplitudinea semnalului util, în acest caz, în timpul absenței modulației semnalului util, sau în timpul transmisiei semnalului util cu un grad de modulație redus, la ieșirea radio- receptorului apare modulația distorsionată a semnalului perturbator. Aceste distorsiuni pot fi reduse substanțial printr-o alimentare cores- punzătoare în curent continuu a tubului (tranzistorului), care să asigure aces- tora o funcționare într-o regiune mai liniară a caracteristicii care exprimă dependența între semnalul aplicat la intrare și curentul de la ieșirea schimbă- torului de frecvență, evitîndu-se porțiunile cu o variație bruscă a curburii. De asemenea, creșterea selectivității circuitului de intrare reduce dis- torsiunile de intermodulație, în aceste condiții circuitul atenuînd tensiunea semnalului perturbator la o valoare la care nu se mai poate produce intermo- dulația. Interferențele trebuie să fie cît mai reduse. Această cerință este condițio- nată tot de regimul de funcționare al etajului schimbător de frecvență și de selectivitatea circuitelor de semnal conectate la intrarea acestui etaj. Producerea acestor interferențe se datorește faptului că, pe lingă ten- siunea de semnal și cea a oscilatorului local, apar la intrarea etajului schim- bător de frecvență și tensiunii ale diverselor stații perturbatoare. în această situație se ajunge la o creștere importantă a numărului de frecvențe de com- binație și prin urmare la posibilitatea ca una sau cîteva frecvențe de com- binație să se găsească în banda de trecere a amplificatorului d&FI. Din aceas- tă cauză influența stațiilor perturbatoare se poate manifesta prin creș- terea numărului și a intensității semnalelor rezultate din interferențe. Stabilitatea în funcționare a etajului schimbător de frecvență trebuie să fie cît mai bună : variația frecvenței oscilatorului local produce variații ale frecvenței semnalului translatat în frecvența intermediară. Aceasta nu se mai încadrează corect în banda de trecere a circuitelor de FI, deci cele două benzi de trecere sînt amplificate inegal, făcînd ca după detecție să apară distorsiuni. Din această cauză cuplajul între circuitul de semnal și circuitul oscilatorului local trebuie să fie mai cît mai redus, pentru ca frec- vența oscilatorului local să fie stabilă, iar selectivitatea etajului să nu fie influențată de poziția acordului. în cazulîn care între circuitul de semnal și cel al oscilatorului local există un cuplaj parazit, tensiunea indusă în circuitul de semnal poate fi atît de mare încît să influențeze tensiunea de polarizare a tranzistorului (tubului). Din această cauză înfășurătoarea de modulație a semnalului aplicat va rezulta distorsionată, iar circuitul de semnal va fi amortizat, deci se vor reduce selectivitatea și sensibilitatea etajului. 76 Zgomotul propriu al etajului schimbător trebuie să fie cît mai redus. Procesele fizice care au loc în etajul schimbător de frecvență produc în circuitul oscilant din circuitul de ieșire o tensiune parazită (zgomote), chiar cînd la intrare nu se aplică nici un semnal. Diferitele tipuri de tuburi si tranzistoare au niveluri diferite de zgomot reprezentate convențional prin rezistențe echivalente de zgomot. Cu cît acest nivel de zgomot este mai mic, cu atît mai mică este și influența nedo- rită a zgomotului în etajul schimbător'. Influența tensiunii oscilatorului local asupra circuitului de semn al tre- buie să fie minimă pentru a se evita radiațiile pe frecvența fₕ prin circuitul de antenă al radioreceptorului. Se impune din această cauză necesitatea izolării între ele, atît din punct de vedere electric cît și din punct de vedere constructiv, a circuitelor oscilatorului și de semnal, în privința radiațiilor fiind limitări de valori stabilite prin standarde. Ținînd seamă de performanțele ce sînt cerute unui etaj schimbător de frecvență, calitatea unui montaj ales poate fi apreciată prin acești para- metri. Astfel, etajul cu schimbare de frecvență aditivă are avantajul rea- lizării unei pante de conversie de valoare ridicată, a unei amplificări mari, asigurînd un zgomot propriu redus. Principalul dezavantaj constă însă în interacțiunea dintre circuitul de semnal și circuitul oscilatorului local, dato- rită cuplajului realizat prin circuitul de intrare. Etajul cu schimbare de frecvență multiplicativă asigură, în comparație cu cel cu schimbare de frec- vență aditivă, o mai bună separare între circuitul de semnal și cel al oscila- torului local, în schimb are o pantă de conversie mai mică și un zgomot mai mare datorită utilizării unui tub cu mai multe grile. B . SCHIMBĂTORUL DE FRECVENȚĂ CU TRANZISTOARE în etajul schimbător de frecvență de la radioreceptoarele cu tranzis- toare se utilizează două tipuri repi ezentative de scheme : — etaj schimbător de frecvență cu tranzistor convertor autooscilator, la care elementul activ pentru schimbarea de frecvență servește și ca osci- lator pentru producerea oscilației locale ; — etaj schimbător de frecvență cu tranzistor amestecător la care osci- lația locală este produsă de un etaj oscilator local separat. în ambele cazuri schimbarea de frecvență este aditivă, adică atît semnalul recepționat cît și oscilația locală sînt aplicate între aceiași elec- trozi bază-emitor, tranzistoarele uzuale neoferind posibilitatea unei duble comenzi. Din motive de economie, majoritatea radioreceptoarelor cu tranzis- toare construite în prezent au etajul schimbător de frecvență cu tranzistor autooscilator, deși cel de-al doilea montaj prezintă avantajul unei funcțio- nări mai stabile. Tranzistoarele utilizate trebuie să aibă, în funcție de tipul schemei adop- tate, o frecvență limităsau de valoare ridicată pentru a se obține o am- plificare suficientă în frecvență intermediară, de asemenea capacitatea internă de reacție trebuie să fie mică pentru ca interacțiunea între tensiunea de semnal și cea de oscilator să fie cît mai redusă. în cele ce urmează vor fi analizate cîteva scheme reprezentative dintre cele două tipuri de schimbătoare de frecvență menționate mai sus. 77 1. CONVERTOR AUTOOSC1LATOR CU CIRCUITUL ACORDAT AL OSCILATORULUI CONECTAT ÎN EMITOR în figura 4.4 este prezentată schema de principiu a unui etaj schimbător de frecvență cu tranzistor convertor, cu circuitul acordat al oscilatorului conectat în emitor, adică un tranzistor care îndeplinește simultan atît funcția de oscilator, cît si cea de amestec. Se folosește de obicei în gamele de UL, UM, US. Circuitul oscilant al oscilatorului local este compus din bobina Lₕ și condensatorul variabil de acord Cᵥ₂ și este cuplat la circuitul de intrare al Fig. 4.4. Convertor-autooscilator cu circuitul acordat al oscilatorului conectat în emitor. tranzistorului (circuitul bază-emitor) prin intermediul condensatorului CE. Rezistența RE servește ca impedanță de sarcină pentru aplicarea tensiunii oscilației locale, fiind utilizată totodată și pentru stabilizarea curentului de emitor la variațiile de temperatură. Bobina de reacție a oscilatorului Lᵣ este intercalată între colectorul tranzistorului schimbător de frecvență și circuitul de FI (C₂L₄). Din punct de vedere al oscilatorului, baza tranzistorului este conectată la masă prin condensatorul CB și bobina L₂, ambele elemente prezentînd reac- tanțe mici la frecvența oscilației locale. Semnalul din antenă se aplică prin intermediul condensatorului CB în circuitul bază-emitor, la fel ca și oscilația locală, pentru semnal tranzistorul fiind montat cu emitorul la masă (condensatorul CB și bobina prezintă reactanțe mici pentru frecvența de semnal). Această soluție ca tranzistorul să funcționeze pentru semnal în montaj cu emitorul comun și pentru oscilator în montaj cu baza comună, prezintă avantajul că se reduce interacțiunea între circuitele acordate de semnal și de oscilator local. Circuitul Z₄C₂, conectat la ieșirea tranzistorului este acordat pe frec- vența intermediară pentru a selecta, dintre componentele existente în curentul de colector, componenta de frecvență intermediară ff. Polizarea bazei tranzistorului se obține prin divizorul compus din re- zistențele Rb₁ și RB₂. Rezistența R^ servește pentru polarizarea colectorului, fiind decuplată la masă pentru înalta frecvență prin condensatorul C₃. 78 2. CONVERTOR AUTOOSCILATOR CU CIRCUITUL ACORDAT AL OSCILATORULUI CONECTAT ÎN COLECTOR Montajul prezentat în figura 4.5 este întîlnit în special în radiorecep- toarele pentru care este prevăzută funcționarea în afară de UL, UM și în gama de unde scurte (US). Circuitul acordat al oscilatorului (Lₖ, Cî₂) este conectat în circuitul de colector, în serie cu cel de FI (Lₐ, C^, aceasta fără a deranja funcționarea montajului ca oscilator, condensatorul prezentînd un scurtcircuit, pen- tru frecvența oscilatorului local. Fig. 4.5. Canvertor-autooscilator cu circuitul acordat al oscilatorului conectat în colector. Grupul RNCN servește pentru neutrodinarea montajului, în scopul asigu- rării unei bune stabilități în funcționare, în gama de unde scurte. într-ade- văr, considerînd că montajul funcționează pentru gama de US, în acest caz admitanța de reacție a unor tranzistoare între emitor și bază (RBe în paralel cuCB£din fig. 4.5) este destul de mare și deci la intrare se va trans- fera o tensiune importantă de frecvență egală cu cea a oscilatorului, efectul acestei tensiuni de reacție fiind echivalent cu reducerea tensiunii produsă de oscilatorul local și deci cu scăderea am- plificării de conversie. Dacă se ține seamă de faptul că această conductanță crește cu frecvența, rezultă de aici că influența acestei reacții se face simțită în special către capătul superior al benzii de US. Pentru înlăturarea acestui efect nedorit, se procedează la neutralizarea admitanței interne emitor-bază a tranzistorului, rea- lizată prin circuitul compus din RN, C$. în figura 4.6 este prezentată schema echivalentă în punte a circuitului de ne- utrodinare. Se observă că, în condițiile în care puntea se află la echilibru, tensi- unea transferată la intrare prin admitan- Fig. 4.6. Schema echivalentă in punte a circuitului de neutrodimire pentru montajul din figura 4.5. ța internă emitor-bază este neutralizată 79 de o tensiune egală și defazată cu 180°, aplicată pe baza tranzistorului prin impedanța formată de RN, CN. în acest mod se rezolvă problema variației valorii pantei de conversie, se înlătură pericolul de tîrîre a frecvenței oscilatorului local de către sem- nalul de intrare și se reduce radiația parazită a oscilatorului prin circuitul de intrare. Tranzistorul schimbător de frecvență lucrează, pentru majoritatea montajelor, cu un curent continuu de colector de 0,5 — 1 mA, iar tensi- unea oscilației locale, măsurată pe rezistența dintre emitor și masă este de 125 — 250 mV. Creșterea tensiunii oscilației peste această limită nu mai duce la mărirea pantei de conversie, deci a amplificării etajului, ci numai la producerea de interferențe supărătoare. într-adevăr dacă se trasează curba de variație a pantei de conversie (Sc), în funcție de tensiunea oscilației aplicate (fig. 4.7, a), pentru un tran- Fig. 4.7. Curbe de variație a pantei de conversie : a — în funcție de tensiunea scilatiei locale: b — în funcție de curentul de colector. zistor funcționînd la o frecvență mult mai joasă decît cea de tăiere, se ob- servă că există un maxim destul de plat, care corespunde unei tensiuni de aproximativ 150 mV. Panta de conversie poate fi modificată numai dacă se schimbă condițiile de alimentare ale tranzistorului. Astfel în figura 4.7, b, unde se prezintă variația pantei de conversie Sc, în funcție de curentul de colector Ic, se observă că valoarea sa maximă crește odată cu creșterea tensiunii de alimentare, ambele curbe prezentînd un maxim pentru un curent de colector de circa 1 mA. în etajele moderne, în general, se utili- zează tranzistoare la care conductanța de trecere inversă este practic nulă și deci nu mai este necesară neutrodinarea. 3. SCHIMBĂTOR DE FRECVENȚĂ CU TRANZISTOR AMESTECĂTOR Schimbătoarele de frecvență cu tranzistor amestecător, la care oscila- ția locală este produsă de către un etaj oscilator local separat, sînt întîlnite în radioreceptoarele de calitate, în scopul de a reduce la minimum inter- acțiunea dintre circuitele de semnal și cele ale oscilatorului local. Tipul de schemă prezentat în figura 4.8 se utilizează în gamele de UL, UM,US„ 80 în plus, la montajul schimbător de frecvență cu oscilator separat,, tranzistorul amestecător lucrează în condiții mai ușoare și amplificarea de conversie obținută este mai mare decît la etajul autooscilator. Schimbătorul de frecvență este realizat cu tranzistorul T₂. Tensiunea de semnal, recepționată de circuitul acordat Lₜ, C^, este aplicată pe baza lui T₂, prin intermediul condensatorului Tensiunea oscilației locale este aplicată în circuitul de emitor al tranzistorului schimbător, prin inter- mediul bobinei de cuplaj L₃. Circuitul 1^0$, conectat în circuitul de ieșire al tranzistorului schim- bător de frecvență este acordat pe frecvența intermediară, pentru a selecta semnalul cu frecvența Rezistențele R₆, R₇ constituie un divizor rezistiv pentru polarizarea bazei tranzistorului schimbător de frecvență. Rezistența Rₛ servește pentru stabilizarea termică a curentului de emitor, iar condensatorul C₄, pentru decuplarea rezistenței de emitor. Rezistenta R», decuplată la masă de $ Fig. 4.8. Schimbător de frecvență cu tranzistor amestecător și cu oscilator local separat. condensatorul C₇, servește pentru polarizarea colectorului, constituind totodată și un filtru cu rolul de a separa pătrunderea curenților alternativi din alte etaje în etajul schimbător de frecvență, prin intermediul sursei de alimentare. Oscilatorul local este realizat cu tranzistorul Circuitul acordat L₂, Cᵥ₂, este conectat în circuitul de colector, iar bobina de reacție Z₄ este legată la baza tranzistorului prin intermediul condensatorului de cuplaj C₂. 4. SCHIMBĂTORUL DE FRECVENTĂ CU TRANZISTOARE PENTRU UNDE ULTRASCURTE în general etajul schimbător de frecvență pentru UUS este de tipul con- vertor-autooscilator, realizat în montaj cu baza comună. Sînt utilizate și montaje de schimbătoare de frecvență cu tranzistor amestecător, darnece- sitînd încă un tranzistor pentru producerea oscilației locale, are o mai restrînsă răspîndire. Toate aceste tipuri de schimbătoare de frecvență utilizează tranzistoare moderne cu difuzie, cu cîmp intern sau tranzistoare mesa, la care frecvența de tăiere fₐ este de ordinul sutelor de megaherți. 81 în figura 4.9 este prezentată schema de principiu a unui etaj schimbător de frecvență, utilizat într-un radioreceptor pentru modulație de frecvență, cu tranzistor convertor-autooscilator. Schimbătorul de frecvență (tranzistorul T₂) servește totodată și pentru producerea oscilației locale. Circuitul acordat al oscilatorului, format din Fig. 4.9. Schimbător de frecvență cu tranzistor convertor-autooscilator. Z₃, Cᵣ₂,C₆ este conectat la colector prin condensatorul C-, a cărui reactanță capacitivă este neglijabilă la frecvența de lucru a oscilatorului local. Oscila- ția se obține datorită reacției pozitive aplicate de la ieșire (colector), prin condensatorul Cᵣ, la intrare (emitor). Bobina L₂ servește la compensarea fazei tensiunii de reacție a oscilatorului, adică face ca tensiunea de reacție aplicată de la ieșire să fie în fază cu tensiunea de la intrarea tranzistorului. Condensatorul C₃ constituie un scurtcircuit la frecvențele de lucru ale oscilatorului local. De asemenea și condensatorul C₅ are o reactanță neglijabilă la această frecvență, permițând ca montajul să lucreze ca oscila- tor cu baza comună. Schimbarea de frecvență este de tip aditiv, tensiunea de semnal fiind aplicată prin condensatorul C₂, pe emitorul tranzistorului schimbător, împreună cu oscilația locală. Semnalul de FI din circuitul de colector este selectat de circuitul acor- dat C₇ bobina L₃ prezentînd practic un scurtcircuit pentru frecvența intermediară. Datorită aplicării pe elementul neliniar emitor-bază a tensiunii sem- nalului și a oscilației locale, în circuitul de intrare al etajului schimbător de frecvență apare și o tensiune de comandă avînd frecvența egală cu frec- vența intermediară. Ținînd seamă de faptul că reactanța bobinei L₂ este neglijabilă la frecvența intermediară, circuitul echivalent al tranzistorului schimbător de frecvență, în frecvență intermediară este de forma prezen- tată în figura 4.10, a. Pentru prevenirea unei reacții în frecvența intermediară și deci a instabilității, se egalizează la această frecvență tensiunile ce ajung pe emitor și bază prin admitanțele interne și externe dintre colector-emitor și colector- 82 bază. Această neutralizare se realizează printr-o alegere convenabilă a valo- rilor capacităților condensatoarelor C₃ și C₅. Cînd puntea de neutrodinare- din figura 4.10, b pentru frecvența intermediară este la echilibru, se obține- independență între circuitul de ieșire și cel de intrare la această frecvență. Fig. 4.10. Scheme echivalente ale montajului din figura 4.9: a — circuitul echivalent al etajului schimbător de frecventă pentru frec- venta intermediara.; b — circuitul echivalent pentru neutrodinare la frecventa intermediară. a) Dacă se notează cu yCE admitanța dintre colector și emitor și cu yCB admi- tanța dintre colector și bază, la echilibrul punții se poate scrie : UCE C₃ UCB (4.10} Pentru înlăturarea inconvenientelor ce apar la tranzistorul schimbător autooscilator, care servește în același timp și pentru producerea oscilației locale, la radioreceptoarele MF de calitate se utilizează schimbătorul de frecvență cu tranzistor amestecător, oscilatorul local fiind realizat cu tran- zistor separat. în figura 4.11 este prezentată schema de principiu a unui astfel de montaj, echipat cu tranzistoare de tip npn. Etajul schimbător de frecvență, este realizat cu tranzistorul Tensiunea de semnal Fₛ obținută de la ieși- rea amplificatorului de foarte înaltă frecvență, se aplică pe emitorul lui stobHizolă Fig. 4.11. Schema de principiu a unui etaj schimbător de frecvență pentru UUS cu oscilator local separat. iar tensiunea oscilației locale se aplică pe baza aceluiași tranzistor prin intermediul condensatorului C₉. Circuitul acordat pe frecvența inter- mediară este realizat dintr-un filtru de bandă, constituit din bobina L₂ și condensatorul C₄, respectiv bobina Lₐ și condensatorul C₆. 83 Oscilatorul local, realizat cu tranzistorul T₂, lucrează in conexiune cu baza comună. Circuitul acordat al oscilatorului, format din bobina Z₄ și ■condensatorul C₁₀ este conectat în colector printr-o priză a bobinei Z₄, aceasta cu scopul de a micșora efectul capacității de colector asupra frec- venței oscilatorului. Reacția pozitivă între ieșire și intrare este realizată prin intermediul condensatorului Cᵣ. Rezistențele Rj, R₂, R₃, pentru tranzistorul T₄, respectiv R₄, R₅ pentru tranzistorul T₂, servesc pentru realizarea polarizărilor necesare la electrozii celor două tranzistoare. O. SCHIMBĂTORUL DE FRECVENȚĂ CU TUBURI ELECTRONICE Pentru schimbarea de frecvență la radioreceptoarele cu tuburi elec- tronice pot fi utilizate triode, tetrode, pentode de înaltă frecvență, hexode, heptode, octode cu funcțiuni fie de tuburi convertoare, fie de tuburi de amestec. Înprezentîn radioreceptoarele cu M A, pentru gamele de undelungi, medii și scurte, în majoritatea cazurilor, se utilizează tuburi conver- toare și de amestec de tip pentagrile triode-hexode etc., tuburi care au zgomot propriu redus, în raport cu zgomotele care însoțesc semnalele din aceste game. în cazul emisiunilor din gama de UUS, deoarece zgomotele care înso- țesc semnalul sînt mult mai mici decît în cazul emisiunilor cu MA, pentru a mări sensibilitatea, în etajele schimbătoare de frecvență se utilizează tuburi care au un zgomot propriu redus (triode și mai rar pentode). în cele ce urmează se vor prezenta montajele de schimbătoare de frec- vență utilizate curent în construcția radioreceptoarelor moderne. 1. SCHIMBĂTOARE DE FRECVENTĂ CU TUBURI ELECTRONICE PENTRU UNDE LUNGI, MEDII ȘI SCURTE a. Schimbătorul de frecvență cu hexodă amestecătoare Constructiv, hexoda are patru grile ale căror funcțiuni sînt următoarele : prima grilă, cea mai apropiată de catod, este grila de semnal; a doua con- stituie ecranul dintre grila de semnal și cea de-a treia grilă, pe care se aplică tensiunea oscilației locale; grila a patra ecranează grila a treia, de anod și este conectată în interiorul tubului cu grila a doua, în montaj ele fiind ali- mentate de la un potențial pozitiv față de masă. La un astfel de tub, cuplajul între grila pe care se aplică oscilația locală și grila de semnal este foarte redus, din care cauză hexoda este mult folosită pentru schimbarea de frecvență. Oscilația locală este produsă, de obicei, de o triodă separată, inclusă în același tub cu hexoda. în figura 4.12 este prezentată schema de principiu a unui etaj schim- bător de frecvență cu o triodă-hexodă, secțiunea de triodă fiind utilizată pentru oscilatorul local. Modul de funcționare al acestui schimbător de frecvență este următorul: Semnalul de RF recepționat este aplicat la grila de comandă prin inter- mediul circuitului L₄Cₜₗ.Prin grupul CR se aplică de la dispozitivul de RAA o tensiune de negativare a grilei întîi a schimbătorului. Grila de comandă 84 a triodei oscilatoare este legată direct în interiorul tubului cu grila a treia a hexodei schimbătoare de frecvență. Capacitatea Cₑ pentru decuplarea ecra- nului (grila a patra) se alege de valoare suficient de mare pentru ca la varia- ția negativării primei grile, în timpul aplicării semnalului de EF, tensiunea ecranului să se păstreze constantă. Fig. 4.12. Schimbător de frecvență cu triodă-hexodă. Trebuie reținut faptul că alegerea unei tensiuni optime pentru oscilația locală permite obținerea unei pante de conversie de valoare maximă, pentru care schimbătorul de frecvență are o rezistență echivalentă de zgomot mini- mă și o rezistență internă mare. Un dezavantaj al hexodei ca tub amestecător este acela că în funcția de amplificator prezintă efectul de dinatron, adică, dacă potențialul anodului ajunge la un moment dat mai coborît decît cel al ecranului, apare emisiunea secundară a anodului și funcționarea schemei devine instabilă. Un astfel de montaj are tendința de a produce oscilații parazite, cunoscute sub denumirea, de oscilații de tip dinatron. Pentru evitarea acestui fenomen tensiunea de alimentare anodică tre- buie să fie aleasă la o valoare mai mare decît cea de ecran, avînd în vedere că în funcționare tensiunea alternativă de pe anodul hexodei este cel mult de ordinul volților. O astfel de rezolvare nu este totdeauna posibilă, fie din cauză că alegerea unui punct optim de funcționare impune o tensiune de ecran de valoare ridicată, fie din cauză că nu totdeauna se dispune de o tensiune continuă dorită, ca de exemplu, în cazul radioreceptoarelor alimentate de la rețeaua de c.a. de 120 V, cînd tensiunea anodică devine, în mod obligatoriu, egală cu tensiunea ecranului (circa 100 V). Din aceste motive, utilizarea hexodei ca amestecătoare este mult restrînsă. b. Schimbătorul dc frecvență cu heptodă amestecătoare Pentru suprimarea efectului dinatron întîlnit la hexode, a fost realizat tubul heptodă (pentagrilă), obținut prin introducerea unei grile supresor (antidinatron), între grila a patra (ecranul) și anodul hexodei. La un astfel de tub grila supresor este conectată în interior la catod; grila de semnal, cea mai apropiată de catod, servește pentru aplicarea ten- 85 siunii de semnal și reglajului automat al amplificării (RAA), tubul avînd pan- tă variabilă; grila a treia este utilizată pentru aplicarea tensiunii oscilației locale; grilele a doua și a patra sînt legate între ele și conectate în montaj la un potențial pozitiv față de masă. Heptodele de amestec moderne se construiesc sub forma unor tuburi compuse, ce conțin și o triodă, în care se produce oscilația locală. Pentru ca cele două unități să fie independente între ele și să poată fi utilizate separat una de alta și în scopuri diferite grila triodei nu este conectată intern la grila_ a treia a heptodei. în figura 4.13 este prezentată schema de principiu a unui etaj schim- bător de frecvență cu o triodă-heptodă, secțiunea de triodă fiind uti- Fig. 4.13. Schimbător de frecvență cu triodă-heptodă. lizată pentru oscilatorul local. Semnalul recepționat este aplicat la grila întîi a schimbătorului. Oscilația locală, produsă de triodă oscilatoare, este transmisă la grila a treia a schimbătorului, printr-o legătură galvanică a acesteia cu grila triodei. e. Schimbătorul de frecventă cu tub convertor Pentru schimbătorul de frecvență cu tub convertor se utilizează tubu- rile pentagrile. Din această cauză heptoda convertoare se deosebește funda- mental din punct de vedere constructiv de heptoda de amestec. în figura 4.14 este prezentată schema de principiu a unui schimbător de frecvență cu o pentagrilă convertoare. Catodul, împreună cu grila întîi și a doua constituie o triodă utilizată ca oscilator local, într-un montaj cu reacție, cu circuit acordat în grilă (Z₄, C,₂). Semnalul recepționat este aplicat la grila a patra, grila a treia fiind legată la o tensiune pozitivă față de masă; pentru înalta frecvență grila a treia este conectată la masă prin condensatorul Cₑ, astfel îneît ecranează grila a patra de grilele întîi și a doua ale părții de oscilator. în timpul funcționării convertorului, cînd semnalul pe prima grilă are o variație pozitivă, între grila a treia și a patra se formează un catod virtual constituit dintr-un flux de electroni care pulsează cu frecvența tensiunii oscilatorului local. în aceste condiții prin tub circulă un curent anodic. în 86 cazul alternanței negative a oscilației locale, negativarea primei grile este atît de mare, incit catodul virtual dispare. Catodul virtual, grila a patra (grilade semnal), grila a cincea (care este legată cu grila a treia la aceeași tensiune pozitivă) și anodul formează o te- trodă, al cărei curent este comandat de tensiunea grilei de semnal, comanda fluxului de electroni din catodul virtual fiind făcută însă de tensiunea apli- cată pe prima grilă (tensiunea oscilatorului local). Cum tensiunea alternativă de pe grila a doua este în opoziție de fază față de tensiunea de pe prima grilă, ea are o acțiune contrară asupra curen- tului anodic și din această cauză se produce o scădere a pantei de conversie. Pentru îmbunătățirea acestui parametru este necesar să se aplice pe prima Fig. 4.14. Schimbător de frecvență cu heptodă convertoare. grilă o tensiune mai mare (motiv pentru care circuitul acordat este conectat la această grilă), iar pe de altă parte influența grilei a doua asupra curen- tului anodic trebuie să fie redusă la minimum din care cauză această grilă se realizează constructiv de dimensiuni cît mai reduse. Ținînd seamă de cele prezentate mai sus, rezultă că pentagrila con- vertoare are dezavantajul că, întrucît catodul virtual pulsează cu frecvența oscilației locale, pe grila a patra (grila de semnal) se induce din această cauză o tensiune avînd frecvența oscilatorului local, și a cărei valoare va- riază de la un capăt la altul al benzii în corespondență directă cu variația impedanței circuitului de semnal la frecvența oscilatorului. Din această cauză panta de conversie nu rămîne constantă în bandă, deci nici amplifi- carea. Pentru a înlătura acest cuplaj nedorit se aplică pe grila de semnal o tensiune opusă ca fază tensiunii induse de variația sarcinii spațiale, în acest sens conectîndu-se un condensator de mică capacitate (circa 2 pF), între grila oscilatorului local și grila de semnal (Cᵣ din figura 4.14). Analizînd schema din figura 4.14 se poate observa ușor că heptoda con- vertoare este constituită de fapt dintr-o triodă oscilatoare (catod, grila 1, grila 2), și o tetrodă schimbătoare de frecvență (catod, grila 4, grila 5, ano- dul), separate între ele printr-un ecran (grila 3). Avînd în vedere această structură, este evident că, la fel ca hexodele de amestec, nici pentagrilele convertoare nu mai funcționează normal dacă tensiunea anodului devine mai mică decît cea a ecranului, adică și ele prezintă efectul dinatron. Solu- 87 ția pentru înlăturarea acestei deficiențe constă în introducerea unei grile supresor între ecran și anod, obținîndu-se astfel tubul cu opt electrozi numit octodă. SCHIMBĂTORUL DE FRECVENȚĂ PENTRU UNDE ULTRASCURTE Etajul schimbător de frecvență pentru UUS (care este de fapt un etaj convertor) reprezintă una dintre părțile cele mai importante ale radiorecep- toarelor destinate pentru recepția emisiunilor cu MF. El trebuie să înde- plinească cîtcva cerințe esențiale : să aibă o amplificare cît mai mare, o stabilitate a frecvenței oscilatorului local cît mai bună, zgomote proprii cît mai mici. Semnalul de EI, obținut după schimbarea de frecvență, este modu- lat în frecvență în mod identic ca semnalul inițial de frecvență ultra-înaltă, adică etajul schimbător de frecvență transpune modulația de frecvență de pe un semnal de frecvență ultraînaltă pe semnal de FI. Tuburile folosite curent pentru schimbarea de frecvență sînt triodele, deoarece nivelul de zgomot al acestora este de cîteva ori mai mic decît al schimbătoarelor cu tuburi cu mai multe grile. în plus, impedanța de intrare în gama de UUS a schimbătoarelor cu triode este mai mare decît cea a schimbătoarelor cu tuburi cu mai multe grile, la care aceasta se reduce din cauza influenței inductanței conexiunii de catod și a timpului de trecere al electrozilor (v. cap. 3). în figura 4.15 este prezentată schema de principiu a unui schimbător de frecvență realizat cu o triodă, tub care îndeplinește totodată și funcția de oscilator local. Fig. 4.15. Schimbător de frecvență pentru gama de UUS. Oscilatorul local este de tipul cu reacție, cu circuitul acordat L₂, —²— Cg -|- Cg CT₂ conectat în grilă, bobina de reacție fiind L Schimbarea de frecvență este aditivă, tensiunea de semnal Uₛ și tensiunea oscilatorului local Uₕ fiind aplicate pe aceeași grilă. Semnalul de FI este separat prin intermediul fil- trului de bandă (L₃, C₅ 4- Cᵣ Și Lₜ, C₇), valoarea reactanțelor condensato- rului C₆ și a bobinei Lᵣ fiind neglijabile pentru frecvența intermediară. 88 Deoarece atît circuitul acordat al oscilatorului local, cit și cel al ampli- ficatorului de foarte înaltă frecvență sînt conectate la același efectrod, apar o serie de fenomene nedorite, ca de exemplu : — influența reciprocă dintre acordul unui circuit și acordul celui de-al doilea; — pătrunderea tensiunii oscilatorului local în circuitul acordat al ampli- ficatorului de foarte înaltă frecvență și de aici trecerea mai departe în antenă; — pătrunderea tensiunii semnalului în circuitul acordat al oscilato- rului local și de aici pericolul tîrîrii frecvenței oscilatorului; — micșorarea puterii semnalului și înrăutățirea sensibilității reale a radioreceptorului. Pentru evitarea acestor deficiențe se utilizează un schimbător de frec- vență în montaj cu putere echilibrată. în montajul din figura 4.15 există o astfel de punte care realizează separația între circuitul acordat al amplifica- torului de foarte înaltă frecvență și circuitul oscilatorului local. Schema acestei punți este redată simplificat în figura 4.16, a, în care au fost negli- jate reactanțele capacităților CY și C₆, suficient de mici față de celalte ele- mente din circuitele considerate. De asemenea, rezistența de grilă P, este mult mai mare decît reactanța capacitivă a condensatorului Cgc și nu influ- ențează echilibrul punții. Cînd puntea este echilibrată, la bornele circuitului de semnal (Lᵤ CTJₗ)nu există tensiune de frecvența oscilatorului local, iar la bornele circuitului acordat al oscilatorului nu apare tensiunea semnalului, în același timp însă pe grila de comandă a tubului schimbător de frecvență este aplicată simultan tensiunea semnalului (prin C₂) și cea a oscilatorului local, astfel că schimbarea de frecvență este posibilă. în ceea ce privește separarea între circuitul oscilatorului local și cel al amplificatorului de foarte înaltă frecvență, pe de o parte, cîtși a circuitului de FI, pe de altă parte, aceasta se realizează ușor datorită frecvențelor de lucru foarte diferite ale celor trei tipuri de circuite. Fig. 4.16. Punți de neutro- dinare Ia etajul convertor autooscilator din figura 4.15 : a — montaj in punte pentru re&Uzarea separării între cir- cuitul amplificator de foarte înaltă frecventă și circuitul oscilatorului local; b — montaj fn punte pentru înlăturarea reacției negative în frecventă intermediară. Din cauza că rezistența internă a tubului schimbător de frecvență este foarte mică (10—15 kQ), circuitul primar al filtrului de FI (L₃, Cᵣ, Că) este puternic șuntat și amplificarea etajului scade, scădere accentuată și de reacția negativă produsă prin capacitatea anod-grilă (Cₐg) a tubului schimbă- tor de frecvență. Pentru înlăturarea acestor fenomene nedorite se realizează un montaj în punte pentru FI (fig. 4.16, b) punte constituită din elemen- tele : capacitatea anod-grilă Cₐg, capacitatea capacitatea de reacție C₆ 89 în FI și capacitatea Cᵣ în paralel cu 0^, în capacitatea fiind inclusă 0₅, capa- citatea anod-catod, Cₐc, cit și capacitatea parazită a montajului Cₘ. La echi- librul punții se obține : Cₐg Cf + C5 C₄ C₆ (4.11) și între intrare și ieșire nu mai există nici un transfer de energie. în montajele reale, pentru mărirea rezistenței interne a tubului schimbător la o valoare convenabilă (deci și a amplificării etajului), cit și pentru creșterea selectivi- tății acestuia, valoarea condensatorului este astfel aleasă încît să se obțină o supracompensare a punții, adică se introduce o mică reacție pozi- tivă în frecvența intermediară. D. INFLUENTA PERFORMANTELOR PIESELOR COMPONENTE ALE ETAJULUI ASUPRA PERFORMANȚELOR RADIORECEPTO- RULUI 1 . VERIFICAREA ETAJULUI SCHIMBĂTOR DE FRECVENȚĂ Etajul reclamă următoarele verificări: — verificări de continuitate cu radioreceptorul nealimentat; — verificarea regimului de alimentare a tubului sau a tranzistoarelor; — verificarea cu semnal. a. Verificarea circuitelor Verificările de continuitate se execută cu ohmmetrul și numai la radio- receptoarele echipate cu tuburi electronice, eu radioreceptorul nealimentat. La radioreceptoarele cu tranzistoare, astfel de verificări sînt indicate numai asupra circuitelor deschise sau care nu includ tranzistoare. Verificarea cu ohmmetrul constă în urmărirea continuității înfășurărilor, a validității condensatoarelor, a rezistenței de izolație față de masă, a re- zistenței contactelor comutatorului de game. h. Verificarea regimului de alimentare Verificarea regimului de alimentare a tuburilor, tranzistoarelor și circui- telor integrate se execută cu voltmetrul de c.c. cu rezistență internă de va- loare mult mai mare decît rezistența elementelor de circuit care asigură tensiunile de lucru. Tranzistoarele se verifică în circuit cu ajutorul aparatului descris în capitolul 19. c. Verificarea cu semnal Ă⁷erificarea cu semnal a etajului se realizează cu montajul dat în figura 4.17. Se verifică toate gamele radioreceptorului. Frecvențele de verificare se aleg din tabela 19.2, grupa III, sau apropiate de acestea. 90 Fig. 4.17. Verificarea etajului schimbător de frecvență cu semnal. Succesiunea operațiilor pentru verificare este următoarea : — comutatorul de game se comută pe gama ce se verifică ; — acul indicatorului de acord se poziționează pe scară, în dreptul frec- venței de verificare; — nivelul semnalului de la ieșirea generatorului se reglează potrivit condițiilor de măsurare a sensibilității; — se ajustează frecvența semnalului modulat de la ieșirea generatorului sau acordul radioreceptorului pînă se obține indicația maximă la un mili- voltmetru de c.a. Pentru o informare completă asupra funcționării etajului se recurge la osciloscopul catodic. Vizualizarea formelor de undă arată dacă indicația voltmetrului de AF corespunde semnalului analizat sau unor oscilații para- zite etc. Oscilogramele prezentate în figura 4.18 au următoarele semnificații: a) semnal de AF normal; / \ f r T > r / / X 7 d) e) fig. 4.18. Oscilograme obținute pe ecranul unui osciloscop conectat după etajul demodulator. 91 b) oscilație parazită de înaltă frecvență; c) semnal AF însoțit de perturbații datorite în special sensibilității excesive a etajului; d) semnal AF modulat cu brum ; e) semnal AF perturbat de oscilații de RF. Etajul schimbător de frecvență poate fi verificat din punctul de vedere al funcționării pe criteriul amplificării frecvenței intermediare (funcționarea ca etaj de FI). Pentru aceasta, la intrarea etajului se aplică semnal de FI modulat cu 1 000 Hz, cu o adîncime de modulație de 30%. Comutatorul de game se fixează pe poziția UM, iar condensatorul vari- abil de acord se lasă complet deschis. Se măsoară sensibilitatea întîi cu oscila- torul în stare de funcționare și apoi cu oscilatorul blocat. Dacă în ultimul caz amplificația crește aproximativ de două ori (6 dB), înseamnă că etajul schimbător funcționează corect. INFLUENTA PERFORMANTELOR PIESELOR ASUPRA PERFORMANȚELOR ETAJULUI a. Schimbător de frecvență cu tranzistoare pentru gamele UL, UM și US Rbi, Rbz din figurile 4.4, 4.5, și R^ R₂, R₆, R₁ din figura 4.8 sînt rezis- tențele de polarizare a bazei tranzistorului. Modificarea valorii acestora a a fost prezentată în capitolul 3. Rᵥ C₃ din figura 4.4, R^, C₆ și R₈, C₇ din figura 4.8 formează rețeaua de filtrare a tensiunii de alimentare a etajului și implicit de separare a etajelor pentru a împiedica reacția prin intermediul sursei de alimentare. Modifica- rea valorilor elementelor de circuit a fost prezentată în capitolul 3. Lₕ, Cᵥ₂ (fig- 4.4) formează circuitul acordat al oscilatorului conectat în emitor. Abateri de la valorile nominale modifică frecvența oscilatorului local. Rₑ (fig. 4.4 și 4.5) de valoare 1,5 — 5 kQ este rezistența de emitor. Are rolul de stabilizare cu temperatura și de rezistență de sarcină a oscilatorului (la bornele acesteia se aplică tensiunea de reacție emitor-bază și totodată tensiunea necesară pentru schimbarea de frecvență). O valoare mai mare contribuie la creșterea distorsiunilor și a interferențelor, iar o valoare mai mică provoacă o amortizare mai mare a circuitului oscilant, în ultimul caz se reduce sensibilitatea și stabilitatea etajului. CB(5 — 50 nF) din figurile 4.4 și 4.5 este condensatorul de cuplare a bobinei Lₙ, respectiv Lᵣ în circuitul bază-emitor al tranzistorului. El are rolul de separare galvanică a tensiunii de la bornele rezistenței din emitor de circuitul oscilant al oscilatorului. O valoare mai mare nu modifică regimul de funcționare, deoarece pentru semnalul aplicat în circuitul bază-emitor, tranzistorul funcționează în montaj cu emitorul la masă. O valoare mai mică afectează stabilitatea oscilatorului datorită atenuării tensiunii de reacție. CB (fig. 4.4) servește la aplicarea semnalului din antenă în circuitul bază-emitor, iar din punctul de vedere al oscilatorului, condensatorul CB împreună cu bobina L₂ asigură funcționarea tranzistorului în montaj cu baza comună. O valoare mai mică a lui CB afectează sensibilitatea, cît și funcționarea oscilatorului. 92 CN, Rₙ sînt elementele de circuit care asigură neutrodinarea montaju- lui. Modificarea valorilor acestor elemente afectează echilibrul punții (fig- 4.6), ceea ce duce la instabilitatea montajului, în special către capătul supe- rior al benzii de US, apare pericolul de tîrîre a frecvenței oscilatorului local de către semnalul de intrare și de radiație parazită a oscilatorului prin cir- cuitul de intrare. R₅ (fig. 4.8) decuplată la masă prin C₄ servește la stabilizarea termică a- curentului de emitor. Modificarea valorii acestei rezistențe în sensul majo- rării afectează punctul de funcționare în timp ce micșorarea valorii afec- tează stabilitatea cu temperatura. b. Schimbător de frecvență cu tranzistoare pentru gama UUS Analiza se referă la schema dată în figura 4.9. Cᵣ (10—20 pF), Z₁? Cᵣₗ (2—12 pF) formează circuitul de acord conectat la colectorul tranzistorului I\. Acordul variabil se realizează cu condensa- torul variabil Cᵣᵢ. Abaterile de la valorile inițiale de acord modifică limitele gamei UUS și înrăutățește sensibilitatea. C₃ (300 — 1 000 pF), C, (300 — 500 pF) aparțin punții de separare a eta jului oscilator de circuitele de FI• C₃ asigură conectarea la masă a induc- tanței auxiliare L₂. C₅ conectează baza tranzistorului la masă. Modificarea capacităților din puntea de echilibrare duce la intrarea în oscilație a etajului pe frecvența intermediară. C₆ (10—12 pF), Cₜz (2—12 pF), L₃ formează circuitul de acord al osci- latorului local. Condensatorul C₆ de tip ceramic stabilizează termic frecvența oscilatorului datorită coeficientului de temperatură negativ. Abaterile de la- valorile inițiale de acord modifică limitele gamei UUS, înrăutățesc sensi- bilitatea și deplasează etalonarea scării. C₂(2—10 pF) este condensatorul de cuplare și de adaptare a etajului amplificator de UIF la etajul schimbător de frecvență. O valoare mai mare șuntează circuitul de reacție și duce lablocarea oscilatorului local. O valoare- mai mică modifică adaptarea etajelor și ca urmare scade amplificarea și ra- portul semnal/zgomot. Cᵣ (4 — 6 pF) este condensatorul de reacție pozitivă al oscilatorului local. O valoare mai mare sau mai mică modifică regimul de oscilație. în primul caz oscilațiile devin instabile, iar în al doilea caz se pot întrerupe. L₂ este inductanță auxiliară pentru corectarea fazei tensiunii de reacție și în același timp împreună cu C₃ formează un filtru acordat pe FI. (20—50 pF) împreună cu L₄ formează circuitul de acord pentru sem- nalul de FI, bobina L₄ prezentînd practic un scurtcircuit pentru frecvența, intermediară. Modificarea valorilor acestor elemente influențează sensibili- tatea și selectivitatea etajului. RY (400—800 Q), Rz (5 — 10 k£l), R₄ (20-r-50 kQ), au aceeași semnifi- cație și influențează asupra performanțelor etajului ca și RB₁, RB₂, Rₗf R^ R₆, R? din figurile 4.4, 4.5 și 4.8. C₄ (2—5 nF) și L, formează rețeaua de filtrare și de decuplare a etajelor blocului UUS. O valoare mai mică pentru C₄ și Lₛ duce la modulația cu. brum și la autooscilații parazite. 93 c. Schimbător de frecvență cu tuburi electronice pentru gamele UL, UM și US Analiza se referă la schemele din figurile 4.12 și 4.13. _Rₐ(20—50 ktl) este rezistența de alimentare cu tensiune anodică a tubu- lui oscilator. Valoarea optimă corespunde la sensibilitatea maximă a etaju- lui schimbător de frecvență și la o rezistență echivalentă de zgomot minimă. O valoare mai mare înseamnă sensibilitate mai mică a etajului schimbător, radiația mai mare a oscilatorului în antenă și un procent mărit de armonice. O valoare mai mică înseamnă o amortizare mai mare a circuitului acordat, fenomen ce se manifestă prin instabilitatea oscilatorului (nu este îndeplinită condiția de oscilație) și prin prezența unui număr mai mare de armonice la ieșirea generatorului (fluierături de interferență). Rₑ (20—50 kQ) este rezistența de alimentare a ecranului tubului. O valoare mai mică înseamnă putere mai mare disipată pe grila ecran, pu- tîndu-se depăși valoarea admisibilă. O valoare mai mare reduce amplifica- rea etajului. în cazul hexodei, dacă Rₑ este prea mică apare fenomenul dina- tron (funcționare instabilă și oscilații parazite de tip dinatron). Cₑ (2—50 nF) este condensatorul de decuplare a grilei ecran. O valoare mai măre nu afectează funcționarea etajului deoarece la variațiile negativă- rii primei grile în timpul aplicării semnalului de RF, tensiunea ecranului se păstrează constantă. O valoare mai mică reduce apreciabil reacția pe ecran și implicit amplificarea. R (0,5—2 MQ) este rezistența de negativare a primei grile a hexodei, respectiv a heptodei. O valoare mai mică înseamnă amortizarea mai mare pentru circuitul de intrare pentru lanțul MA și amplificare mai mică. O valoare mai mare favorizează modulația cu brum. C^, Lᵣ formează circuitul rezonant acordat pe frecvența intermediară. Abaterile lui Cj și de la valorile de acord se manifestă prin micșorarea sen- sibilității, a selectivității și prezența distorsiunilor. <1. Schimbător de frecvență cu tuburi pentru gama UUS Analiza se referă la schema dată în figura 4.15. CTi(2—12 pF) și Lₓ formează circuitul de acord conectat la anodul tubului amplificator de UIF. Acordul variabil se realizează prin monoco- manda miezurilor diamagnetice ale bobinelor L₁ și L,. (Modificarea valorii capacității CT₁ afectează limitele gamei UUS. Rᵣ (0,5—3 kQ) și C^l — 5nF) formează rețeaua de filtrare a tensiunii •de alimentare anodică (de separare a etajelor). Modificarea valorilor acestor elemente corespunde cu R^ și C₆ din figura 4.8. R₂ (10—50 kQ) este rezistența de alimentare a oscilatorului și de decu- plare a etajului schimbător de frecvență. O valoare mai mare pentru R₂ înseamnă amplificare mai mică și funcționare instabilă a oscilatorului local, în timp ce o valoare mai mică micșorează decuplarea și favorizează apariția oscilațiilor parazite. C₆ (50—500 pF) este unul din condensatoarele punții de separare a oscilatorului local de circuitul FI — MF (fig. 4.16, b). O valoare mai mare sau mai mică modifică echilibrul punții și favorizează autooscilația etajului pe frecvența intermediară (oscilatorul local). 94 C₂ (10 pF), C₃ (14 pF) și C₄ (10 pF), aparțin punții de separare a ampli- ficatorului UIF de oscilatorul local (fig. 4.16, a). Prin această punte se rea- lizează injecția de semnal UIF în etajul schimbător de frecvență (divizor capacitiv). Modificarea capacităților din puntea de echilibrare duce la modi- ficarea frecvenței oscilatorului local (tîrîrea frecvenței pe UIF) și la radi- ația oscilațiilor prin antenă. Z₂ Și Ct₂ (2—12 pF) formează circuitul de acord al oscilatorului local. Modificarea acestora produce efecte similare cu ale circuitului L₄, CT₁. —1 MQ) este rezistența de negativare a grilei oscilatorului local. O valoare mai mare sau mai mică deplasează punctul de funcționare către regiunea neliniară a caracteristicii. în ambele cazuri scade amplifica- rea etajului schimbător de frecvență. în primul caz apar fenomene nedorite datorită oscilațiilor parazite și oscilațiilor de blocare. în cazul al doilea crește amplitudinea oscilațiilor locale și gradul de armonice. Cᵣ (30 pF) aparține punții din figura 4.16, b și are rol similar cu C₆ᵣ în plus separă galvanic circuitul de alimentare anodică de înfășurarea de reacție Lᵣ a oscilatorului. Modificarea capacității duce la tîrîrea frecvenței oscilatorului local pe frecvența intermediară. Capitolul 5 OSCILATORUL LOCAL A. GENERALITĂȚI Oscilatorul local utilizat în radioreceptoarele superheterodină este des- tinat să asigure tensiunea alternativă de radiofrecvență necesară etajului schimbător de frecvență pentru a transforma tensiunea de semnal recep- ționată în antenă într-o tensiune de frecvență fixă numită frecvență inter- mediară. Oscilația locală se caracterizează prin frecvență și amplitudine. în ceea ce privește frecvența oscilatorului local aceasta trebuie să se păstreze cit mai constantă pentru orice valoare stabilită prin sistemul de acord al radio- Fig. 5.1. Schema-bloc a unui oscilator. receptorului. Amplitudinea oscilației locale se impune să aibă o formă eît mai sinusoidală. Deformările acestei unde indică existența armonicilor osci- lației, care prin prezența lor produc in- terferențe supărătoare în radioreceptor. în figura 5.1 este prezentată sche- ma-bloc a unui oscilator, unde este reprezentat de fapt un amplificator (A) realizat cu un element activ (tran- zistor sau tub electronic), la care, ne- maiexistînd sursa exterioară de sem- nal, se transferă, de la ieșirea amplifi- catorului, printr-o rețea de reacția (p), la intrarea acestuia tensiunea necesară ca oscilația de radiofrecvență (RF) să fie întreținută. Elementul amplificator realizează o amplificare A, cu o defazare 9 între Utₑș și Ui,„ adică: A ₌ ₌ । a | e^. Uin (5.1) Rețeaua de reacție introduce și ea o defazare între U’i„ și Uî», ex- primată sub forma : p = = | p| e^. (5.2) Uin P entru ca sistemul să oscileze trebuie ca : |A| |0| = 1 (5-3, a ? + = 0 (5.3, b) 96 Prima relație reprezintă condiția de amplitudine, cea de-a doua, con- diția de fază, din care rezultă valoarea frecvenței de oscilație, care practic este determinată de elementele L, C ale circuitului acordat, fiind însă influ- ențate, într-o oarecare măsură și de parametrii elementului activ. Avînd în vedere că amplitudinea oscilațiilor obținute depinde de ampli- ficare, este necesar să se asigure un regim de oscilații staționare, regim asigu- rat cu ajutorul elementului activ, care, fiind și neliniar, îndeplinește și funcția de limitator de amplitudine a oscilațiilor, acesta consunând energie care crește mai repede decît proporțional cu pătratul amplitudinii oscila- țiilor. Altfel pusă problema, se poate spune că oscilatorul local utilizînd pen- tru funcționarea sa un element activ (tranzistor sau tub electronic), trans- formă energia primită de la sursa de alimentare în energie utilă oscilațiilor de. radiofrecvență, la frecvența de oscilație elementul activ creînd o rezis- tență negativă care compensează pierderile în rezistențele celorlalte părți ale circuitului, inclusiv în impedanța de sarcină. în figura 5.2 este prezentat un amplificator din care s-a îndepărtat sursa exterioară de semnal. Se știe că ampli- ficarea de putere a unui tranzistor (tub) este maximă în cazul în care impedanțele de intrare și ieșire ale acestuia sînt adap- tate. Această condiție este însă valabilă în ipoteza că impedanțele de intrare și ieșire ale tranzistorului (tubului) au partea reală pozitivă, indiferent de valoarea impedan- ței de sarcină sau a impedanței interne a sursei. în cazul în care această ipoteză nu mai este satisfăcută, cîștigul maxim de putere este infinit, ceea ce înseamnă că circuitul poate oscila dacă valorile impedanțelor conectate la bornele elementului activ» sînt convenabil alese. Se consideră, de exemplu, că pentru o anumită valoare a admitanței de sarcină y₂ (fig. 5.2), admitanța yᵢₙ are partea reală negativă, adică : ytn = — I Gᵢₙ | + j Bᵢₙ (5.4, a) unde : y^yn-^^ (5.4, .*) yz reprezentînd admitanța de sarcină, celelalte elemente fiind parametrii y ai elementului activ. Avînd în vedere că : yi = Gi + (5.5) și hiînd : = I I > 0 iar B, = - Bᵢₙ (5.6) admitanța totală a buclei de intrare a circuitului este nulă, ceea ce arată că poate circula un curent chiar în absența unei surse exterioare de energie. Se poate vedea ușor că în acest caz admitanța buclei de reacție este de ase- menea nulă. Rezultă că relațiile de mai sus reprezintă de fapt condiția nece- sară de amorsare a oscilațiilor. Fig. 5.2. Schema-bloc a unui osci- lator cu rezistență negativă. 7 — c. 496 97 Tipurile reprezentative de oscilatoare, utilizate atît în radioreceptoarele cu tranzistoare, cît și în cele cu tuburi electronice, sînt următoarele : — Oscilatoare cu reacție prin inductanță mutuală de cuplaj, cu circuit acordat conectat fie la intrare, fie la ieșire, fie cu circuit acordat cuplat inductiv, atît la intrare cît și la ieșire. — Oscilatoare în trei puncte, cu rețea de reacție fie cu priză pe bobină (os- cilator Hartley), fie cu priză pe capacitate (oscilator Colpitts). Indiferent de schema electrică a oscilatorului, acesta trebuie să îndepli- nească o serie de cerințe tehnice, printre care cele mai importante sînt urmă- toarele : • Condiția de oscilație să fie ușor îndeplinită și tensiunea obținută să fie suficientă pentru a asigura o funcționare normală a schimbătorului de frecvență, în toată gama de lucru. în plus, această amplitudine trebuie să fie constatată în banda frecvențelor recepționate, variația ei producînd scăderea pantei de conversie a schimbătorului de frecvență și deci variația sensibilității radioreceptorului. • Oscilațiile produse să fie stabilite ca frecvență, adică să fie cît mai puțin influențate de variațiile tensiunii de alimentare și de variațiile de temperatură. în cazul în care frecvența fu a oscilatorului variază în timp astfel încît frecvența diferență f între această frecvență fₕ și frecvența purtătoare f a semnalului de recepționat nu mai este egală cu frecvența inter- mediară/,, pe care este acordat circuitul la ieșirea din schimbătorul de frec- vență, spectrul de frecvențe al semna- lului nu mai este simetric față de mijlo- cul benzii de trecere a filtrului de FI (fig. 5.3). Aceasta duce la apariția dis- torsiunilor liniare și neliniare, iar în ca- zul unui dezacord mai puternic, la redu- cerea intensității audiției, sau chiar la suprimarea completă a recepției dorite. Aceste fenomene se manifestă cu atît mai intens cu cît frecvența recepționată este mai înaltă și banda de trecere a amplifi- catorului de FI este mai îngustă. • Oscilatorul să nu oscileze parazi- tar pe o altă frecvență și nici să treacă brusc cu oscilația pe o altă frecvență. • Oscilațiile produse să conțină cît mai puține armonici, deoarece acestea produc interferențe supărătoare, importanța lor crescând și mai mult în condi- țiile în care amplitudinea oscilației locale este de valoare ridicată. B. OSCILATOARE CU TRANZISTOARE în majoritatea cazurilor, la radioreceptoarele superheterodină cu tran- zistoare, oscilatorul local este realizat împreună cu schimbătorul de frecvență utihzîndu-se un același tranzistor. Un oscilator cu tranzistor separat fiind costisitor, se folosește mult mai rar, dar o astfel de schemă permite realiza- rea unei stabilități de frecvență ridicate și a unei influențe reciproce reduse între circuitul oscilatorului și cel al semnalului. A Fig. 5.3. Deplasarea spectrului de frec- vențe al unui semnal modulat, față de curba de selectivitate a amplificatorului de FI, la o variație nedorită a frecvenței oscilatorului local. 98 Avînd în vedere importanța remitanței care poate crea pericolul unor oscilații necontrolate, la montajele de oscilatoare cu tranzistoare se urmărește reducerea, pe cît posibil, a influenței acestei reacții inverse de la ieșire la intrare și realizarea unui circuit de reacție extern tranzistorului. Existența la tranzistoare a admitanței mari de intrare duce la necesitatea adaptării între circuitul oscilant și tranzistor. Această adaptare se realizează fie prin cuplaj prin inductanță mutuală, fie prin priză pe bobină, fie prin priză pe capacitate. în scopul obținerii unei funcționări cît mai stabile și cît mai sigure, cele mai multe montaje de oscilator local cu tranzistor separat se construiesc cu baza comună, tipurile de oscilatoare folosite mai frecvent fiind cele cu reac- ție, prin inductanța mutuală și oscilatoarele de tip Hartley. 1. OSCILATOARE CU REACȚIE PRIN INDUCTANȚĂ MUTUALĂ Aceste oscilatoare sînt intîlnite atît în varianta cu circuitul oscilant co- nectat în circuitul colectorului, cît și în aceea în care circuitul oscilant este conectat în circuitul de emitor. în figura 5.4,a este prezentată schema de principiu a unui oscilator cu reacție, cu circuitul oscilant conectat în circuitul de colector, în montaj cu emitorul comun. Bobina de reacție Lᵣ este conectată în circuitul bazei prin intermediul condensatorului de cuplaj Condensatorul permite trecerea curenților de RF, dar blochează tensiunea continuă de polarizare a bazei, realizată prin divizorul rezistiv Rₓ, R₂. în același timp condensatorul stabilizează b) Fig. 5.L Oscilator cu circuitul acordat conectat în colector : u — cu emitor comun; b — schema echivalenți a montajului doi figura 5.4, a; c — cu baza comună. 99 amplitudinea oscilațiilor, încărcîndu-se, în timpul alternanței negative apli- cate pe bază, prin bobina de reacție și descărcîndu-se în timpul alternanței pozitive. Se asigură astfel aproximativ o funcționare în clasă B a oscilato- rului. Colectorul este conectat la o priză a circuitului oscilant (L, Cᵣ), aceas- ta pe de o parte pentru a se realiza adaptarea de impedanțe între generator (tranzistor) și sarcină (circuit oscilant), iar pe de altă parte pentru a nu fi amortizat prea mult circuitul acordat de către impedanța de ieșire a tranzis- torului. Cuplajul oscilatorului cu etajul schimbător se realizează prin inter- mediul unei înfășurări auxiliare Lₐ, cuplată cu bobina L a circuitului osci- lant. Rezistența Rₜ este folosită pentru alimentarea colectorului, fiind decu- plată la masă, ca și circuitul oscilant, prin intermediul condensatorului Cₛ. Rezistența este utilizată pentru stabilizarea termică a tranzistorului, iar condensatorul C₂ servește pentru conectarea la masă a emitorului din punctul de vedere al semnalului de RF. în figura 5.4, b este prezentată schema echivalentă a oscilatorului din figura 5.4, a, unde tranzistorul a fost substituit prin generatorul de curent constant jOj gₘUBE, iar elementele de la priză au fost transferate la bornele circuitului acordat. Conductanța echivalentă Gₒₑ are valoarea : (5.7) unde : g este transconductanța tranzistorului; (7₀ — conductanța la rezonanță a [circuitului oscilant L, CY; r — rezistența proprie de pierderi a circuitului oscilant; gᵢₙ — conductanța de intrare a tranzistorului; g₍ₑ} — conductanța de ieșire a tranzistorului. Calculînd amplificarea și factorul de reacție p, din relațiile (5.3) rezultă condiția de oscilație : M (5.8) 9m 9 in și frecvența de oscilație : —----------------------------------- ₍₅₉₎ ț । Lr r' Oin j 9in~ ffieȘ j ffin' -L Cy L Cy O variantă a schemei din figura 5.4, a este prezentată în figura 5.4, c la care bobina de reacție este montată prin intermediul condensatorului de cuplaj C₃, în circuitul emitorului, montajul lucrînd cu baza comună. Polarizarea bazei este asigurată prin divizorul rezistiv R₂, R₂ și rezis- tența auxiliară Rᵤ intercalată în montaj pentru stabilizarea amplitudinii tensiunii de oscilație. Condensatorul servește pentru decuplarea la masă a bazei din punctul de vedere al semnalului de RF. Grupul jR₃, C₂ formează un filtru de decuplare, care are rolul de a împiedica pătrunderea, prin circu- itul de alimentare, a curenților alternativi din alte etaje, în etajul oscilator. 100 Rezistența servește pentru stabilizarea termică a emitorului, nefiind de- cuplată din punct de vedere al semnalului de RF pentru a nu scurtcircuita la masă bobina de reacție Lᵣ. Cuplajul oscilatorului cu schimbătorul de frecvență se realizează prin intermediul bobinei auxiliare Lₐ, cuplată cu bobina circuitului oscilant. în figura 5.5 este prezentată schema de principiu a unui oscilator cu reacție, cu circuitul oscilant montat în emitor, în montaj cu baza comună. Emitorul este conectat la o priză a circuitului oscilant, prin intermediul condensatorului de cuplaj C₂. Stabilizarea termică a emitorului este reali- zată prin rezistența _R₃ nedecuplată pentru a nu scurtcircuita porțiunea dintre emitor și masă a bobinei de acord a circuitului oscilant. Divizorul rezistiv R^ R₂ servește pentru polarizarea bazei care, din punct de vedere al semnalului de RF, este conectată la masă prin intermediul condensato- rului Cj. Cuplajul oscilatorului cu etajul schimbător se realizează prin interme- diul unei înfășurări auxiliare (J>ₐ). Fig. 5.5. Oscilator cu circuitul acordat conectat în emitor. Fig. 5.6. Oscilator cu reacție cu două cuplaje prin inductanță mutuală. în figura 5.6 este prezentată schema unui oscilator cu reacție la care circuitele emitorului și colectorului sînt cuplate cu circuitul oscilant prin inductanțe mutuale de cuplaj. între bobina Lc și Lₑ există și un cuplaj inductiv nedorit, care poate duce la oscilații parazite pe frecvențe mult mai mari decît cea de lucru, în cazul în care factorul de calitate al circuitului osci- lant LC este prea mic. 2. OSCILATOARE ÎN TREI PUNCTE a. Oscilatorul în trei puncte cu priză pe capacitate în figura 5.7 este prezentată schema de principiu a unui oscilator Colpitts. Circuitul oscilant (L și Cₓ în serie cu C₂) este conectat între colector și ¹ bază, reactanța condensatorului Cᵢ fiind neglijabilă la frecvența de lucru a oscilatorului. Prin intermediul condensatorului C₃ emitorul este legat la masă împreună cu punctul comun al condensatorului C± și C₂. Tensiunea alternativă de la bornele condensatorului C₂ constituie tensiunea de ieșire, iar tensiunea de la bornele capacității Cᵣ se aplică în circuitul de intrare al tranzistorului, prin intermediul condensatorului de cuplaj 0₄. 101 Polarizarea bazei este asigurată prin divizorul rezistiv R^ R₂. Stabili- zarea termică a tranzistorului este realizată prin rezistența Rᵢ, decuplată la masă pentru curenții de RF prin condensatorul C₄. Rezistența R₃ servește pentru alimentarea colectorului. Referindu-ne la schema electrică din figura 5.7 circuitul echivalent in curent alternativ al acestei scheme este prezentat în figura 5.8, a și poate fi privit ca fiind obținut prin punerea în paralel cu tranzistorul a unui cua- dripol pasiv de tip t. Rezistența R reprezintă pierderile în bobină și în Fig. 5.7. Oscilator Colpitts. Fig. 5.8. Circuite echivalente ale schemei din figura 5.7 : a — circuit echivalent pentru curent alternativ; & — circuit echi- valent folosind parametrii de cuadripol ,,y“ ai tranzistorului. sarcină. în figura 5.8, b este prezentat ansamblul tranzistor și cuadripol pasiv, sub o nouă formă echivalentă, unde : yi = + yzz = ~ - (5-io) y₂ = + y^ + y^ = (5.11) - + — = 4- * (5.12) iar yᵤ, y₁₂, y₂u y₂₂ sint parametrii de cuadripol ai tranzistorului. Condiția de oscilație pentru montajul din figura 5.8, b se poate scrie sub forma: — yzi'Zl'Zz = + ^2 + ^3- (5.13) Ținînd seamă de faptul că pentru a avea o oscilație cît mai sinusoidală, factorul de calitate echivalent al circuitului acordat serie (Zₓ + Z₂ + Z₃) este de valoare ridicată ( > 10), se pot neglija componentele rezistive în membrul sting al relației (5.13), obținîndu-se în acest caz y 21'^1’ ^2 = + ^2 + ^3 ^1 4 ^2 4 (5.14, a) (5.14, b) 102 în condiția de rezonanță (relația 5.14, b) intervin și componentele reac- tive ale admitanțelor de cuadripol al tranzistorului (capacitățile emitor- bază și colector-bază). Pentru a micșora efectul acestor capacități, îmbunătă- țind astfel stabilitatea frecvenței oscilatorului, capacitățile exterioare tre- buie să fie cît mai mari rămînînd însă în limitele condiției de întreținere a oscilațiilor (relația 5.14, a). Pentru calculul practic se poate aproxima că frecvența de rezonanță a sistemului are valoarea: O'i + c₂ IC, c₂ (5.15) b. Oscilatorul în trei puncte cu priză pe bobină în figura 5.9, a este prezentată schema de principiu a unui oscilator Hartley în montaj cu baza comună. Colectorul se conectează la o priză a bobinei circuitului oscilant L, C pentru a realiza adaptarea de impedanțe și totodată pentru a nu amortiza prea mult circuitul acordat. Emitorul se conectează la o priză mai coborîtă a bobinei, alegerea sa fiind dictată de respectarea condiției de oscilație pentru montajul în trei puncte. Conden- satoarele de cuplaj C₂, respectiv C₃ servesc pentru blocarea tensiunii con- tinue de alimentație spre bobina L. Prin intermediul condensatorului C₁ baza tranzistorului este legată la masă din punctul de vedere al semnalului de RF, adică este conectată la celă- lalt capăt al circuitului oscilant. a) -O-Cb b) Fig. 5.9. Oscilatorul Hartley: a — în montaj cu baza comună; b — în montaj cu emitorul comun. Rezistența R^ servește pentru stabilizarea termică a tranzistorului, iar rezistențele Ry și R₂, pentru polarizarea bazei. Alimentarea colectorului se face prin rezistența R₃, care permite totodată menținerea unei tensiuni de oscilație mai constante. Există scheme de oscilatoare Hartley la care colectorul este alimentat în serie cu sursa de alimentare. Astfel de montaje sînt mai simple decît pri- mele datorită dispariției condensatoarelor de blocare a tensiunii continue spre circuitul oscilant. 103 Fig. 5.10. Scheme echivalente ale montajului din figura 5.9,, b : a — schema in T a cuadripolului de reacție: b — schema echivalenți In re a cuadripo- lului de reacție; o — circuitul echivalent pentru curent alternativ; d — circuitul echivalent folosind parametrii de cuadripol ,,1/” ai tranzistorului. în figura 5.9, b este prezentată schema de principiu a unui același tip de oscilator în trei puncte, dar cu emitorul comun. Se observă că la o astfel de schemă cuadripolul de reacție este de tip T (fig. 5.10, a). Pentru a se putea face un calcul simplu, similar cu cel de la oscilatorul Colpitts, cuadripolul de reacție din figura 5.10, a a fost transformat într-un cuadripol iz (fig. 5.10, b) unde : ____ i__________________ L^ — M² Lᵣr₂ + M M ________________1_________________ L,L, — M² L.r<> + L,r, j co — —-------- — —--------— + M + M 1 (5.16) (5.17) ^1^.2 -Vf- LjFj v j w----------------I------------------ (5.18) relații stabilite în condițiile în care s-a considerat că factorul de cuplaj M între inductanțele Lᵥ și L₂ este mic. 104 Circuitul echivalent, în curent alternativ, al tranzistorului din figura 5.9,6 este prezentat în figura 5.10,c. Ansamblul tranzistor-cuadripol pasiv este prezentat sub forma echivalentă în figura 5.10,d, unde : yi = yb + 2/h + 2/22 = -7- > (5.19) 3/2 = ye + 2/22 + 2/12 = 4’ ’ (5.20) 2/3 = 2/o + j^i + TT = ~ > (5.21) n z^ în care rezistența 7? reprezintă pierderile în bobină și în sarcină, iar yₙ, y₁₂, y₂V y₂₂ reprezintă parametrii de cuadripol „y“ ai tranzistorului. Condiția de oscilație pentru montajul din figura 5.10, d se poate scrie sub forma : — 2/21 ^1’^2 — ^1 + ^2 + ^2 (5.22) de unde calculele pot fi conduse ca și în cazul oscilatorului Colpitts. Dacă se lucrează la frecvențe relativ joase, cînd sepotneglijacomponen- tele reactive ale parametrilor tranzistorului, frecvența de oscilație se deter- mină aproximativ cu relația (5.14,6) din care rezultă : ^0^ + L₂ + 2M) = 1, (5.23) adică tocmai condiția obișnuită de rezonanță pentru circuitul acordat. 3. OSCILATOARE CU TRANZISTOARE PENTRU UNDE ULTRASCURTE (UUS) Oscilatorul pentru foarte înaltă frecvență este utilizat în blocul de UUS al radioreceptoarelor superhcterodină cu modulație de frecvență, fiind realizat fie împreună cu schimbătorul de frecvență, utilizîndu-se im același tranzistor, fie ca etaj independent, așa cum se întîlnește cu monta- jele radioreceptoarelor de calitate. în figura 5.11 este prezentată schema de principiu a unui oscilator în montaj comun cu schimbătorul de frecvență (convertor-autooscilator). Eta- 2^ Fig. 5.11. Oscilator pentru UUS utilizînd același tranzistor cu schimbătorul de frecvență. 105 jul lucrează cu baza comună din punctul de vedere al oscilațiilor de frec- vență foarte înaltă, conectarea bazei la masă fiind realizată prin intermediul condensatorului C₃. Circuitul oscilant GᵣL₂ este conectat în colector, reactanța condensatorului Cₜ fiind un scurtcircuit pentru frecvența de lucru a oscilatorului local. Tensiunea de reacție pozitivă a oscilatorului este aplicată la intrare, prin intermediul condensatorului Cᵣ. Tensiunea semna- lului de la amplificatorul de foarte înaltă frecvență este aplicată, prin inter- mediul condensatorului pe emitorul tranzistorului, unde există și oscilația locală. Amestecul are loc în joncțiunea bază-emitor, iar din spec- trul de frecvență rezultat din conversie, circuitul selectiv L₃, Cₜ (circuitul L₂, Cᵣ fiind un scurtcircuit pentru semnalul de FI) extrage semnalul de frecvență intermediară, care este transmis la următorul etaj amplificator de FI, prin bobina de cuplaj L^. Polarizarea bazei este realizată prin divi- zorul rezistiv R₂, R₃, pentru polarizarea emitorului fiind utilizată rezistența Grupul Lᵥ C₂ formează un filtru acordat pe frecvența intermediară, care împiedică intrarea în oscilație a montajului pe această frecvență, fil- trul scurtcircuitînd intrarea tranzistorului pentru frecvența intermediară. Fig. 5.12. Circuitul echivalent al montajului din figura 5.11. Bobina L± servește totodată și pentru corecția de fază a tensiunii de reacție a oscilatorului. Oscilațiile în acest montaj au loc datorită admitanței de trecere inversă y₁₂, valoare mărită prin a- dăugarea unui condensator între circuitul de ieșire și cel de intrare (Cᵣ din fig. 5.11). Datorită frecven- ței de lucru foarte înaltă, panta tranzistorului are o fază importan- tă, care face ca între tensiunea apli- cată la intrare (UJ și curentul de la ieșirea tranzistorului (I₂) să apară un defazaj care nu poate fi neglijat. Referindu-ne la schema echivalen- tă (fig. 5.12) a montajului din figura 5.11, și considerînd aplicată la in- trarea tranzistorului tensiunea U± rezultă că generatorul de curent y₂₁U₁ produce la ieșire curentul : I₂ = (5.24) în care 30 mA/V). Avînd în vedere impedanțele relativ reduse ale tranzistorului și că deci la radioreceptoarele cu tranzistoare este necesar să se realizeze și o amplificare de putere, se impun condiții de adaptare a impedanțelor tranzistoarelor la circuite și de adaptare între etaje. Ca valoare orientativă este de menționat că amplificarea medie obținută în frecvență interme- diară cu astfel de etaje este aproximativ de 60—80 dB. Amplificarea să fie reglabilă în funcție de semnalul aplicat. Pentru a se putea obține la ieșirea radioreceptorului practic un nivel constant al audi- ției, în condițiile în care, din diferite motive^ nivelul semnalului la intrare Variază în limite largi, este necesar ca amplificatorul de FI să aibă o amplificare variabilă, care să scadă cînd nivelul semnalului la intrare crește și să devină mai mare atunci cînd nivelul semnalului la intrare scade. Aceasta se realizează prin variația polarizării grilei de comandă a tubului electronic, sau a bazei tranzistorului amplificator de FI. Tubul (tranzistorul) trebuie să aibă o caracteristică cu pantă variabilă, astfel îneît la variația corespunzătoare a polarizării electrodului de comandă, panta să se modifice și ca rezultat să se modifice și amplificarea. Etajele de FI moderne permit reducerea amplificării cu 30—40 dB, fără a se produce distorsiuni însemnate ale semnalului recepționat. Selectivitatea să aibă o valoare cît mai ridicată, în condițiile obținerii unei benzi de trecere satisfăcătoare. Aprecierea caracteristicii de selectivi- tate (fig. 6.1, a) se face, în majoritatea cazurilor, prin stabilirea lărgimii benzii de trecere în interiorul căreia amplificarea nu trebuie să aibă variații Fjg. 6.1. Caracteristica de fidelitate a unui amplificator de FI: a — caracteristica reală; b — caracteristica ideală. 125 mai mari de 3 dB și prin determinarea reducerii amplificării în afara benzii de trecere, apreciată la ± 9 kHz, pentru amplificatoarele FI—MA și la ± 300 kHz, pentru amplificatoarele FI—MF. De exemplu, selectivi- tatea la ± 9 kHz a unui amplificator FI—MA, cu circuit simplu acordat, este cuprinsă între 4 și 9 dB, iar pentru un filtru de bandă, format din două circuite acordate, poate fi de 9-16 dB, banda de trecere fiind cuprinsă între 4 și 9 kHz. Pentru un amplificator FI—MF, selectivitatea la ± 300 kHz este cuprinsă între 8 și 12 dB, iar banda de trecere este de circa 300 kHz. Pentru a face posibilă recepția diferitelor stații de emisie, în condiții optime, este necesar ca selectivitatea radioreceptorului să poată fi modifi- cată după dorință : la recepția unei stații depărtate, care produce un cîmp redus la locul de recepție, este nevoie de o selectivitate foarte bună, pentru a înlătura zgomotele și interferențele. în această situație se renunță la fidelitate, reducîndu-se banda de trecere. în cazul recepției stațiilor de emisiune apropiate, puternice, care dau un cîmp important la locul de recepție, zgomotele și interferențele sînt reduse față de semnalul util, și pentru îmbunătățirea calității audiției se mărește banda de trecere, îmbunătățindu-se astfel fidelitatea. Realizarea unei selectivități variabile, fie manual, fie automat este relativ ușoară, aceasta datorită faptului că circuitele de FI sînt acordate pe o frecvență fixă. Concluzie. Cerințele de bandă și selectivitate impun necesitatea de a se obține o anumită caracteristică de frecvență (curbă de selectivitate), care să permită trecerea fără distorsiuni a semnalului util și care să atenueze semnalele perturbatoare, caracteristică ce permite aprecierea performan- țelor unui amplificator de FI. Forma ideală a unei astfel de caracteristici de frecvență este cea a unui dreptunghi (fig. 6.1, b). Distorsiunile să fie cît mai mici. Din punctul de vedere al distorsiunilor de frecvență interesează în primul rînd banda de trecere la 3 dB a filtrului de FI, care practic reprezintă banda de trecere a radioreceptorului. Curba de răspuns a amplificatorului de FI trebuie să depindă cît mai puțin de variațiile polarizărilor de la tranzistoare (tuburi) produse, în special, de acțiunea reglajului automat al amplificării (Rbl^l). Distorsiunile neliniare apar la semnalele cu MA datorită neliniarității caracteristicilor tranzistorului (tubului electronic) amplificator și constau în aceea că înfășurătoarea semnalului de FI de la ieșirea etajului amplifi- cator conține, pe lingă componentele de audio frecvență (AF) transmise de la stația de emisie, și o serie de armonici care sînt componente de AF străine semnalului util recepționat. Prin demodulare se vor separa, în aceste condiții, din înfășurătoare toate componentele de AF existente, deci și cele nedorite. Soluția constă în alegerea unui punct de funcționare al amplificatorului de FI, astfel ca zona în care semnalul modulat este amplificat să fie practic liniară. Stabilitatea față de autooseilație. Datorită faptului că atît circuitul de intrare, cît și cel de ieșire sînt acordate pe aceeași frecvență, și datorită reacției parazite între ieșire și intrare, un etaj amplificator de FI poate intra în oscilație sau poate manifesta numai tendința de intrare în oscilație. Dacă la montajele cu tuburi electronice alegerea unui tub amplificator cu capacitate redusă între anod și grilă de comandă și realizarea unei amplificări potrivite rezolvă problema, la etajele amplificatoare cu tranzis- 126 toare, în multe cazuri apare necesitatea compensării reacției interne a tranzistorului, reacție care se manifestă prin influența ieșirii asupra intrării. Realizarea unei scheme electrice adecvate, care să neutralizeze impedanța de reacție, permite obținerea unui amplificator stabil, cu o funcționare a montajului la performanțele dorite. B. AMPLIFICATORUL DE FRECVENTĂ INTERMEDIARĂ CU TRANZISTOARE Tipurile de etaje amplificatoare de FI utilizate în radioreceptoare sînt determinate după felul circuitului de sarcină utilizat, alegerea unui tip sau a altuia de circuit acordat făcîndu-se din considerente de selectivitate și bandă de trecere. în general, se utilizează următoarele tipuri de etaje amplificatoare deFI — amplificator cu un circuit acordat (circuit singular); — amplificator cu filtru de bandă cu două circuite oscilante acordate; — amplificator cu filtru multiplu. Pentru realizarea unui etaj amplificator FI, cu un cîștig ridicat, este necesar ca, din motivele menționate mai sus, între etaje să se realizeze adap- tarea. Dispersia mare a parametrilor și variația în timp a rezistențelor și capacităților de intrare și ieșire ale tranzistoarelor, constituie particularități de care trebuie ținut seama la proiectarea și realizarea unor astfel de sche- me. De asemenea, avînd în vedere reacția internă prin tranzistor, care redu- ce stabilitatea funcționării, se impune ca, uneori, la etajul amplificator FI să se introducă un circuit de neutrodinare, care să compenseze această reacție. Din punctul de vedere al numărului de etaje amplificatorul FI — MA conține în medie două etaje, iar cel de FI —MF, trei etaje. în ceea ce privește tipurile de tranzistoare, în amplificatoarele FI - MA se utilizează fie tranzistoare cu joncțiuni aliate de înaltă frec- vență, cu fₐ = 3 ... 15 MHz, la care se realizează neutrodinarea, fie tranzistoare drift la care practic neutrodinarea nu mai este necesară, în ambele cazuri considerîndu-se montaje în schema EC. în amplificatoarele FI — MF se utilizează tranzistoare drift fie în schemă EC (cu neutrodinare), fie în schemă BC (fără neutrodinare). în cazul folosirii tranzistoarelor cu construcție planară se realizează scheme EC, iară neutrodinare. în amplificatoarele combinate FI — MA — MF din radioreceptoarele moderne se folosesc tranzistoare cu construcție planară, care permit rea- lizarea de scheme EC fără neutrodinare, atît pentru MA, cît și pentru MF, prin aceasta realizîndu-se o simplificare importantă a radioreceptorului, din punct de vedere constructiv. 1. AMPLIFICATORUL DE FRECVENTĂ INTERMEDIARĂ CU CIRCUIT SINGULAR în figura 6.2, a este prezentată schema de principiu a unui etaj ampli- ficator de FI, cu circuit singular, în montaj cu emitorul comun. Divizorul rezistiv I?₂ este utilizat pentru polarizarea bazei, iar condensatorul Cᵥ pentru decuplarea la masă a rezistenței Rᵥ pentru ca în acest fel semnalul captat de la etajul anterior de către bobina L₂ să fie integral aplicat la baza tranzistorului amplificator Emitorul este conectat la masă pentru cu- renții de FI, prin capacitatea CE, iar rezistența Re stabilizează termic func- 127 ționarea tranzistorului. Rezistența Rₐ servește pentru polarizarea, la valoa- rea dorită, a colectorului, fiind decuplată la masă prin condensatorul Ct. Grupul RaCd este utilizat totodată și cu filtru de separație între etaje. De reținut că la un amplificator de FI echipat cu tranzistoare șe pro- duce o amortizare apreciabilă a circuitului acordat de către rezistența de ieșire a tranzistorului amplificator și de către rezistența de intrare a b) Fig. 6.2. Etaj amplificator de FI cu circuit singular : a — schema de principiu; b — schema echivalentă. tranzistorului următor. Din această cauză în montajul din figura 6.2 colec- torul este conectat la o priză a circuitului acordat, urmărindu-se totodată și o adaptare a impedanței tranzistorului la circuitul de sarcină, în acest fel asigurîndu-se și un transfer maxim de putere, deci realizarea unei am- plificări maxime. Circuitul acordat pe frecvența intermediară fi este for- mat de bobina Lₒ și condensatorul Cw în paralel cu capacitatea de ieșire Ctₑₛ i a tranzistorului și amortizat de rezistența de ieșire Rtₑₛi a aceluiași tran- zistor. Generatorul de curent YZ₁UV împreună cu Rᵢₑₛₗ și Ciₑ,i înlocuiesc circuitul de colector al tranzistorului (fig. 6.2, b). Bobina de cuplaj Lc reprezintă secundarul transformatorului de FI. Capacitatea de intrare Cᵢₙ₂și rezistența de intrare Rᵢₙ ₂ a transformatorului T₂, reflectă în înfășu- 128 rarea primară o capacitate C'ᵢₙ₂, care se adaugă capacității de acord a bobinei Lₒ și o rezistență Rtₙ₂, care produce o amortizare suplimentară circuitului acordat. Amplificarea de tensiune la rezonanța Aₒ a etajului amplificator de frec- vență intermediară cu tranzistor, utilizînd un singur circuit acordat (fig.6.2, b), considerată între intrarea tranzistorului amplificator și intrarea etajului următor este : u₂ u₂ u u_ ■ = ¹ • ■ — p o ■ U U₁ (6.1) Transferând toate elementele din figura 6.2, a la bornele circuitului os- cilant Z₀C₀, rezultă că (6.2) Gt unde : l'i = Pili = Pi I V2i I (6-3) iar Gₜ are următoarea expresie : Gₜ = — - Gₒ + + G'ᵢₙ₂; (6.4) în care Gₒ este conductanța la rezonanță a circuitului LOC'O iar : Cg = Gₒ -}- pi 'Cteși + p₂Cᵢₙ₂, (6.5) G'^PîGieț!, (6.6) G'ᵢₙ₂ = pi Gᵢₙ₂, (6.7) unde : G^ = -- și Gᵢₙ₂ =-i-« (6.8) Ținînd seamă de relațiile de mai sus, se obține pentru tensiunea U valoarea : U = Pi (6.9) Gt sau : (6.10) in unde Aou reprezintă amplificarea de tensiune a etajului, considerată între intrarea și ieșirea tranzistorului amplificator. în aceste condiții expresia amplificării Aₒᵤ ia următoarea formă : ^0» = P2 -Pi • I !/sil ᵣ , ᵣ Gₒ + p^ 'Jiesl + pr^ini (6.11) La amplificatoarele cu tranzistoare este luată în considerație și ampli- ficarea de putere, care este elementul ce caracterizează gradul de adaptare între tranzistor și sarcină. Amplificarea de putere Aₚ este definită ca rapor- » - C. 49» 129 tul dintre puterea P₂ care apare pe conductanța de intrare Gᵢₙ₂ a tranzistoru- lui T₂ (fig. 6.2, a) și puterea P^ aplicată pe conductanța de intrare Gₜₙ din circuitul bazei tranzistorului amplificator I\ , P₃ ^2 ‘ G‘ⁿ^ 4 2 Gi»i -^ ■n ---- ----------------- -«OU *----- I\ Uf • Gᵢₙᵢ Gᵢₙᵢ (6.12) Cînd tranzistorul amplificator este identic cu tranzistorul etajului ur- mător și ambele au același punct de funcționare, rezultă că rezistențele de intrare sînt egale, iar amplificarea de putere are valoarea Aᵥ = A„. în ceea ce privește problema selectivității Fig. 6.3. Curba universală de selectivitate pentru un singur circuit acordat. amplificatoarelor de FI cu tranzistoare, din teoria generală a circuitelor acordate rezultă o serie de relații între factorul de calitate în sar- cină Qₛ al circuitului acordat, banda de trecere la o scădere a amplificării cu 3 dB și selecti- vitate, relații care sînt variabile și în acest caz. în figura 6.3 este prezentată curba univer- sală de selectivitate a unui singur circuit acor- dat. Pentru această curbă se definesc următoa- rele mărimi : — banda de trecere, la o scădere a amplificării cu 3dB din valoarea maximă; 2Af = f₂ — /ᵥ Mărimea benzii de trecere, condiționată de va- loarea factorului de calitate în sarcină Qₛ, este determinată în acest caz particular de relația : 2\f = A, (6.13) /₀ fiind frecvența de acord a circuitului acordat de frecvență intermediară; — atenuarea frecvențelor adiacente (selectivitatea); pentru un semnal cu o frecvență / diferită de/₀ circuitul acordat produce o atenuare a cărei valoare poate fi determinată pe cale grafică din curba prezentată în figura 6.3, in care p = — - • fo Procedeul de lucru cu astfel de curbe este analog cu cel indicat pentru curbele universale și prezentat la amplificatorul FI cu filtru de bandă. 2. AMPLIFICATORUL FI CU FILTRU DE BANDĂ CU DOUĂ CIRCUITE ACORDATE în figura 6.4, a este prezentată schema de principiu a unui amplifi- cator de FI cu două circuite acordate (figltru de bandă), în montaj cu emi- torul comun, utilizat atunci cînd amplificatoarele FI cu un singur circuit acordat nu asigură selectivitatea și banda de trecere necesare. Amplificatorul este prevăzut cu două circuite acordate LC₃ și LC^. De obicei conectarea colectorului tranzistorului amplificator se face la o priză a circuitului primar, iar a bazei tranzistorului etajului următor la o priză a 130 L n M n L <0 Fig. 6.1. Amplificator FI cu filtru de bandă cu două circuite acordate : a - schema de principiu; b — schema echivalentă cu prize pe bobine; c — schema echivalentă cu toate elementele transferate la bornele circuitelor oscilante; d - schema echivalentă cu impedanta de transfer Ztr. circuitului secundar al filtrului de bandă, prin aceasta fiind asigurată posibi- litatea adaptării între etaje și deci obținerea transferului maxim de putere între intrarea și ieșirea amplificatorului de FI. în figura 6.4, b este prezentată schema echivalentă cu prize pe bobine pentru etajul din figura 6. 4, a, iar în figura 6.4., c schema echivalentă, pen- tru același etaj, dar cu toate elementele transferate la bornele circuitelor oscilante. Pentru capacitățile de acord ale circuitelor oscilante s-a considerat Câ = = C, unde : C3 = @3 + Pî • 0^, (6.14) c; = + pi • Cᵢₙ₂. (6.15) Din punctul de vedere al amplificării și al puterii utile de semnal, schema echivalentă din figura 6.4, c poate fi înlocuită prin schema din figura 6.4, d, în care ZTr este impedanța complexă de transfer și are valoarea : Z u TR— j ’ (6.16) unde TJ este tensiunea de la ieșirea filtrului de bandă, iar I este curentul de la intrarea filtrului de bandă. în funcție de parametrii filtrului de bandă și în condițiile în care cele două circuite oscilante sînt identice, sau aproape identice, impedanța de transfer la rezonanță are următoarea expresie : 7? ____ 7? , 1 Se deduce din această relație, comparînd-o cu relația (6.11) și avînd în vedere echivalența între Rₜ și J?, că etajul cu filtru de bandă are amplifi- carea mai mică decît cea a unui amplificator care folosește drept sarcină numai un circuit oscilant. într-adevăr, comparînd cele două relații rezultă că : ^ou ~ m na J.F3 i + a² Q² (6.27) unde A₀UFB este amplificarea etajului cu filtru de bandă, iar AₒUCs este am- plificarea etajului cu circuit singular. Factorul kQ caracterizează în cazul filtrului de bandă cuplajul între cele două circuite acordate și determină, în esență, forma caracteristicii de frecvență a acestui filtru. După valoarea lui kQ se disting următoarele tipuri de cuplaje : — cuplaj slab : kQ < 1; — cuplaj critic : kQ — 1; — cuplaj supracritic : kQ > 1. La cuplajul critic, care se folosește cel mai frecvent, amplificarea la rezonanță devine : —Pz 'Pi 2/21 FB (6.28) adică egală cu jumătate din amplificarea etajului cu circuit singular, care are aceleași elemente L, C și același factor de calitate. Amplificarea de tensiune a etajului amplificator de FI cu filtru de bandă, la o frecvență oarecare, în afara rezonanței, are valoarea : — j I^ot/lcs (I + j VQ)² + K² Q²’ (6.29) 133 unde f Q este numit dezacordul generalizat, iar p este dezacordul relativ, avînd valorile : = (6.30, a) Io t,Jo în jurul rezonanței și: (6.30, b) coₒ (O pentru dezacorduri mari față de frecvența de rezonanță. Calculînd modulul relației (6.29)', se obține : aJ = —==1^^=^, (6.31) Jws f(i - 3²Qa + 4p^Q² Selectivitatea etajului se determină prin împărțirea relațiilor (6.27) și (6.31) : 'Aml ₌ ,₆ ₃₂₎ Aₕ pj, 1 + k² Q₂ sau, exprimată în decibeli, expresia selectivității capătă forma : a[dB]-20 1og-------------------------- Cu ajutorul relației (6.33) se poate calcula selectivitatea unui amplifi- cator FI, atunci cînd sînt cunoscute : frecvența intermediară, cuplajul k, factorul de calitate. Întrucît calculul analitic este destul de laborios, este mai practic să se determine selectivitatea pe calegrafică, cu ajutorul curbe- lor de selectivitate generalizate pentru filtrul de bandă format din două circuite oscilante, reprezentate conform relației (6.33), în funcție de $Q, pentru fiecare valoare de cuplaj kQ corespunzînd cîte o curbă (fig. 6.5). Cur- bele fiind simetrice față de axa verticală, s-a prezentat în grafic numai cîte o jumătate din fiecare curbă. Din analiza acestor curbe se observă că pentru cuplajul critic (kQ = 1), amplificarea este practic constantă în banda de trecere și atenuarea destul de mare în afara acesteia, permițînd deci realizarea unor parametri cores- punzători în ceea ce privește fidelitatea și selectivitatea amplificatorului. Referitor la modul de utilizare a curbelor de selectivitate universale, procedeul este foarte simplu : presupunînd cunoscute valoarea frecvenței intermediare a factorului de calitate, și a dezacordului A/, la care se deter- mină atenuarea, se poate calcula mărimea ^Q, din relația : W^q, îi Avînd stabilită o valoare de cuplaj kQ, se citește din curbele universa- le, la £Q obținut din calcul, valoarea lui a. Operația se repetă pentru mai multe valori ale lui A/, permițîndu-se în acest fel obținerea curbei de selec- tivitate a amplificatorului FI, în funcție de frecvență. Pentru a se asigura etajului amplificator banda de trecere necesară și adaptarea, este necesar ca valorile factorilor de cuplaj pY și p₂ să fie deter- 134 minate corespunzător satisfacerii condițiilor menționate. Astfel, pentru a se realiza adaptarea, trebuie ca : Pi ’Gieși — PÎ ‘ Giₙ₂ , (6.34) Pe de altă parte, aceste conduCtanțe, primapentru circuitul primar, cea de-a doua pentru circuitul secundar asigură, împreună cu Gₒ, banda de tre- Fig. 6.5. Curbe de selectivitate generalizate pentru filtrul de bandă format din două circuite oscilante. cere pentru fiecare dintre cele două circuite acordate ale filtrului de bandă (fig. 6.4, b). în aceste condiții, tinînd seamă de relațiile (6.19), (6.20), (6.21), (6.22) și (6.23) se obține’: PîGieșj — PzGᵢₙ₂ — G — Gₒ — ¹ r¹ _ Q i = .(B-B₀)₌2^(B-B₀), W₀ fo L (6.35} unde Pₒ este banda în gol a circuitului oscilant, iar B este banda echivalentă în sarcină a fiecăruia dintre cele două circuite ale filtrului de bandă, cuplate la cuplajul critic. Notînd cu Bₜ banda reală în sarcină a filtrului de bandă, se obține relația : b = yr = y⁻2 a ₌ y ₂ . (6.36> Q VQti-Q^ 135 Din expresia (6.35) rezultă : C(B ~ Bₒ) Gieil 2nC(B- Bₒ) G(n2 (6.37, a) (6.37 ,b) Fig. 6.6. Filtre de bandă cu diferite cuplaje (k): a — prin capacitate derivație; b — prin capacitate serie; c — prin inductanță derivație; d — prin inductanță serie. în afară de cuplajul prin inductanță mutuală, care se utilizează cel mai frecvent în schemele practice, se pot întîlni în filtrul de bandă și alte tipuri de cuplaje. Relațiile stabilite anterior și curbele de selectivitate rămîn valabile și pentru aceste situații dacă factorul de cuplaj se înlocuiește cu expresia corespunzătoare montajului utilizat (fig. 6.6). 3. AMPLIFICATORUL FI CU FILTRU MULTIPLU Pentru unele aparate, în afară de amplificatoarele FI cu circuite cu- plate, se folosesc uneori circuite oscilante derivație asociate în grupuri de 4 — 5 și la care cuplajul între ele este realizat prin intermediul unor capa- cități serie. Astfel de circuite sînt cunoscute sub numele de filtre tip Cebîșev. în figura 6.7 este prezentată schema de principiu a unui etaj amplifica- tor cu tranzistor, în al cărui circuit de colector este conectat cu filtru multiplu acordat pe FI. Circuitele simple acordate sînt: L₂C₂, L₃C₃, LțCi, cuplate între ele prin capacitățile serie C₅, C₆, Cᵣ Pentru reducerea amortizării, colectorul tranzistorului amplificator este conectat la o priză a primului circuit acordat Cuplajul filtrului de bandă multiplu la intra- rea etajului amplificator următor se face prin intermediul bobinei Lₑ, cuplată mutual cu bobina Fₗ a ultimului circuit derivație. 136 Selectivitatea unui filtru de bandă multiplu (de tip Cebîșev) poate fi aproximată prin produsul între numărul circuitelor acordate și selectivi- tatea unui circuit. Un filtru cu patru circuite acordate poate avea o selec- tivitate în jurul a 30 dB, în funcție de valoarea factorului de calitate al circuitelor acordate componente. Rezultă de aici că un astfel de filtru mul- tiplu asigură practic întreaga selectivitate impusă unui radioreceptor, ceea ce permite ca celelalte etaje amplificatoare de FI să fie realizate cu selec- tivitate redusă sau cu sarcină aperiodică. Fig. 6.7. Amplificator FI cu filtru multiplu. 4. NEUTRODINAREA AMPLIFICATOARELOR FI CU TRANZISTOARE O problemă foarte importantă ce apare la amplificatoarele de FI cu tranzistoare este aceea a reacției interne a tranzistorului, fenomen care se manifestă prin influența ieșirii asupra intrării. Datorită acestei reacții para- zite se reduce stabilitatea funcționării acestora și apare o dependență a im- pedanței de ieșire față de cea de la intrare și invers. Rezultă deci o influență reciprocă între circuitele acordate ale amplificatorului. Pentru eliminarea reacției parazite și unilateralizarea funcționării, în amplificatoarele FI cu tranzistoare se neutralizează (neutrodinează) re- țeaua naturală de reacție internă a tranzistorului cu ajutorul unei rețele exterioare, prin care se aplică la intrare un curent de neutrodinare egal ca mărime cu curentul de reacție parazită, dar cu fază opusă acestuia, în aceste condiții curentul total de la ieșirea la intrarea tranzistorului devenind nul și în acest fel dispărînd și reacția (fig. 6.8, a). Întrucît prin neutrodinare reacția care apare de la ieșire la intrare este compensată, tranzistorul astfel neutralizat devine un dispozitiv unila- teral, în care energia se transferă intr-un singur sens, de la intrare spre ieșire, prin procesul de amplificare. în figura 6.8, a este prezentat circuitul echivalent al unui etaj ampli- ficator de FI în care este figurată rețeaua naturală de reacție internă (Rₙₜ CR) și rețeaua exterioară de neutrodinare (RN, CN). Este neceasr să se men- ționeze că parametrii tranzistorului neutrodinat se deosebesc în general foarte puțin de parametrii tranzistorului neutrodinat, produeîndu-se nu- 137 mai o reducere, în mică măsură a rezistențelor de intrare și ieșire și o creș- tere a capacităților de intrare și ieșire. O neutrodinare corectă este apreciată; după simetria curbei de rezo- nanță a impedanței de sarcină a etajului amplificator de FI considerat. Rețea exterioară de reacție______ Reiea naiura/d Fig. 6.8. Amplificatoare de FI neutrodinate : a — schemă reprezentând principiul neutrodinarii; c, dₜ e — scheme uzuale pentru realizarea neutrodinării. în cazul în care reactanța capacității interne de reacție CR este mai mare decît rezistența Rᵣ, devine posibilă eliminarea din rețeaua de neutro- dinare a rezistenței RN și compensarea se poate face numai prin capacita- tea CN. Dacă tranzistoarele utilizate în montaj au o capacitate de reacție in- ternă CR de valoare redusă (0,4 — 0,5 pF), atunci neutrodinarea nu mai este necesară, aceasta fiind determinată și de tipul montajului utilizat. în figura 6.8, b, c, d, e sînt prezentate principalele scheme practice în care se indică modul de realizare a neutrodinării. în toate schemele este fi- gurată atît capacitatea CN, cît și rezistența RN, aceasta în scopul prezen- tării formei celei mai generale de neutrodinare. Sensurile înfășurărilor se iau astfel ca tensiunea de FI de pe înfășurarea colectorului și tensiunea de neutrodinare să fie defazate cu 180°. în figura 6.8, b tensiunea de neutrodinare este luată de pe înfășurarea de cuplaj Lc, punctul B fiind în antifază cu tensiunea din punctul A. O astfel de schemă se utilizează în circuitele de FI — MA cu un singur cir- cuit acordat. 138 în figura 6.8, c potențialul punctului A este în antifază cu cel al punc- tului B, față de punctul median M, conectat la masă prin sursa de alimentare cu tensiune continuă. Alegerea convenabilă a valorilor rețelei RN, CN face să fie compensată tensiunea în antifază introdusă la intrarea tranzistorului amplificator prin impedanța internă de reacție Rᵣ, Cᵣ. în figura 6.8, d bobina auxiliară de cuplaj 1^ are astfel conectat sensul de înfășurare încît tensiunea în punctul B este în antifază cu tensiunea din punctul A. Ținînd seamă de raportul de transformare între bobinele Lₐ și Ly, se pot alege valorile parametrilor RN și CN, astfel încît amplificatorul să devină un cuadripol unidirecțional. O variantă a montajului din figura anterioară este cea prezentată în figura 6.8, e la care de această dată bobina dată bobina auxiliară Ai este conectată împreună cu bobina de acord Lₐ. O alegere convenabilă a sensu- lui înfășurării bobinei L± permite obținerea în punctul B a unei tensiuni în antifază cu cea din punctul A. Și în acest caz la determinarea valorilor RN și CN se are în vedere valoarea raportului de transformare între bobinele Aₓ și A. In ultimele două scheme numărul de spire ale bobinelor de neutrodi- nare nu afectează circuitul acordat și se poate alege între bobina de acord și cea auxiliară un raport optim de transformare. Aceeași situație este vala- bilă și pentru schema din figura 6.8, c, în condițiile în care capacitatea de acord este de valoare scăzută. Din cele prezentate mai sus rezultă, în final, următoarele concluzii: — după neutrodinare tranzistorul este practic un cuadripol unilateral, adică transferă energie numai de la intrare la ieșire : — tranzistorul neutrodinat are practic aceleași admitanțe de intrare și de ieșire ca și tranzistorul neneutrodinat; — impedanțele de ieșire și de intrare ale tranzistorului neutrodinat nu mai depind una de alta. Aceste proprietăți ale tranzistorului neutrodinat au fost luate în consi- derație la amplificatoarele FI analizate anterior în acest capitol. TIPURI DE AMPLIFICATOARE DE FRECVENȚĂ INTERMEDIARĂ UTILIZATE ÎN RADIORECEPTOARE Așa după cum s-a menționat la începutul acestui capitol, amplifica- toarele de FI sînt realizate pentru radioreceptoarele cu modulație de ampli- tudine (FI—MA), pentru receptoarele cu modulație de frecvență (FI—MF), sau pentru radioreceptoarele destinate să recepționeze emisiuni cu MA, cît și emisiuni cu MF (FI—MA — MF). a. Amplificatorul de FI eu tranzistoare pentru semnale cu MA Este realizat în general în montaj FC utilizînd fie filtre singulare, fie filtre de bandă, acestea din urmă folosind frecvent tipul de cuplaj prin capacitate serie (v. fig. 6.6, b). Ca frecvență de utilizare urmează după aceste tipuri filtrul multiplu care prezintă avantajul comutării selectivi- tății într-un singur etaj amplificator. Problema adaptării ocupă un loc deosebit de important, avînd în ve- dere diferența mare de valoare ce există între rezistența de ieșire mare, a 139 tranzistorului din etajul amplificator considerat și rezistența de intrare mică a tranzistorului următor. în figura 6.9 se prezintă două scheme electrice reale ale etajelor FI— —MA, cu circuit singular (fig. 6.9, a) și cu filtre de bandă (fig. 6.9, b). Cînd în amplificatoarele de FI—MA se folosesc tranzistoare aliate cu R₍„ de ordinul IkQ, R{ₑf în limitele 20—30 kQ și capacitatea de reacție C₁₂ de circa 10 pF, la circuitele oscilante se utilizează capacități de acord mici, în limite- Fig. 6.9. Scheme electrice ale etajelor de FI—MA : a — cu circuit singular; & — cu filtru de bandă. le 200—500 pF, pentru a se mări amplificarea, prin creșterea impedanței la rezonanță. Se recurge la conectarea tranzistorului la o priză a circuitului acordat, spre a se reduce amortizarea acestuia și a se renunța la neutro- dinare, montajul fiind, în caz contrar, instabil. Dacă în amplificatorul FI—MA se utilizează tranzistoare drift cu R₍ₙ în limitele 2—5 kQ, Rᵢₑ, de ordinul 0,5—1 MQ, și capacitate de reacție de cîțiva pF, se recurge la filtre cu capacități de acord mari, circa 1 nF, pen- tru a mări stabilitatea montajului și a evita astfel neutrodinarea care este și costisitoare, datorită pieselor utilizate, cît și dificultății de compensare a reacției interne a tranzistoarelor, avînd în vedere dispersia mare de para- metri ai acestora. 140 b. Amplificatorul de FI cu tranzistoare pentru semnale cu modulație de frecvență Este realizat fie în montaj BC, fie în montaj EC care uneori necesită neutrodinare. Se utilizează atît circuite singulare cît și filtre de bandă. Ultimul etaj al amplificatorului de FI — MF este echipat cu filtru de bandă, necesar pentru asigurarea funcționării demodulatorului de frecven- ță. Numărul de etaje într-un amplificator FI- MF ajunge la trei sau uneori ia patru, totalizînd cinci pînă la zece circuite oscilante. Fiindcă banda de trecere pe etaj este mare (250—400 kHz), ampli- ficarea unui etaj FI—MF este mică, aproximativ de 20 dB. La circuitele oscilante se folosesc uzual capacități de acord relativ mici, în limitele 20—100 pF, pentru a mări impedanța la rezonanță și deci ampli- ficarea. Valoarea mare necesară uneori pentru capacitățile de acord este legată de diminuarea influenței capacităților parazite și deci de reducerea dispersiei acordului. în figura 6.10 este prezentată schema unui etaj amplificator FI—MF, în conexiune BC, cu circuit singular, fără neutrodinare. Prezența în montaj a rezistenței este justificată prin aceea că ea servește la reducerea influen- ței variațiilor capacității de ieșire CUf a tranzistorului Tᵤ asupra capacității de acord a circuitului oscilant, mărind deci stabilitatea acordului. Totodată această rezistență se folosește și la înlăturarea eventualelor tendințe de auto- oscilație ale etajului amplificator. Fig. 6.10. Amplificator FI—MF în conexiune BC. c. Amplificatoare combinate FI—MA—MF cu tranzistoare în radioreceptoarele moderne, destinate pentru a recepționa atît semnale cu modulație de amplitudine, cît și semnale cu modulație de frec- vență, amplificatorul de FI este comun pentru MA și MF. în general, într-un amplificator combinat FI—MA—MF se utilizează două etaj e ampli- ficatoare FI—MA și trei etaje amplificatoare FI—MF, rolul primului etaj amplificator de FI—MF fiind îndeplinit de către tranzistorul schimbător de frecvență pentru MA. Tranzistoarele utilizate sînt în general de tip planar, spre a permite realizarea amplificatorului FI, atît pentru MA, cît și pentru MF, în conexi- une EC, fără neutrodinare. 141 în figura 6.11 este prezentată schema unui amplificator de FI—MA — ~MF, utilizat într-un radioreceptor. Este în montaj EC și utilizează filtre de bandă, atît pentru MA, cît și pentru MF. Conectarea tranzistoarelor la filtre se face prin prize inductive în circuitul primar și prin prize capaci- tive în circuitul secundar. Succesiunea circuitelor filtrelor de FI—MA șiFI—MF nu are o impor- tanță de principiu. în practică se obișnuiește totuși ca la colectorul și res- Fig. 6.11. Schema dc principiu a unui etaj FI—MA — MF in conexiune EC. pectiv baza tranzistorului să se conecteze direct circuitele de MF, prin aceasta redueîndu-se efectul capacităților parazite asupra acestor filtre. Datorită diferenței destul de mari între cele două frecvențe intermedi- are (fiMA = 450. . .500 kHz = 10,7 MHz), interacțiunea circuitelor acordate FI—MA și FI—MF este practic fără importanță. C. AMPLIFICATORUL DE FRECVENȚĂ INTERMEDIARĂ CU TUBURI ELECTRONICE Pentru realizarea unui etaj amplificator FI cu un cîștig ridicat, se folo- sesc tuburi pentode de înaltă frecvență, cu rezistență internă mare, cu pantă de valoare ridicată și variabilă, pentru a face posibilă totodată utili- zarea tubului electronic în sistemul de reglaj automat al amplificării (EAM), cu capacitatea dintre anod și grila de comandă, de valoare cît mai mică, pentru a asigura montajului o cît mai bună stabilitate în funcționare. în general în radioreceptoarele cu tuburi electronice se utilizează urmă- toarele tipuri de amplificatoare de FI: — amplificator cu un circuit acordat (circuit singular); — amplificator cu filtru de bandă, cu două circuite oscilante acordate, al doilea tip de amplificator fiind cel mai des folosit în practică. 142 1. AMPLIFICATORUL DE FRECVENȚĂ INTERMEDIARĂ CU TUBURI ELECTRONICE PENTRU SEMNALE CU MODULAȚIE DE AMPLITUDINE Cea mai largă utilizare o are amplificatorul cu filtru de bandă format din două circuite oscilante cuplate mutual. în figura 6.12, a este prezentată schema de principiu a unui astfel de amplificator. La grila tubului se aplică atît tensiunea de FI de la eta jul amplificator precedent, cît și tensiunea de RAA. Fig. 6.12. Amplificator de FI cu circuite oscilante cuplate mutual: a — schema de pri b — circuitul echivalent în curent alternativ al etajului amplificator de FI. Filtrul de bandă L₃C₃, constituie impendența de sarcină a tu- bului electronic. Referindu-ne la schema echivalentă în FI, prezentată în figura 6.12, b, amplificarea A a etajului este dată de relația : A = = SZT, (6.38) ^1 unde : U₁ este tensiunea alternativă de FI aplicată la intrare ; Uₜ — tensiunea de FI obținută la ieșire și care se aplică pe grila etajului următor (amplificator FI, sau detector); $ — panta tubului; ZT — impedanța de transfer a circuitului de sarcină care repre- zintă raportul dintre tensiunea de ieșire Uᵢ și curentul Iₐ din circuitul anodic al tubului electronic. în funcție de parametrii filtrului de bandă și în condițiile în care cele două circuite oscilante sînt identice (L₃ = Lᵢ = L; JK₀₃ = R₀₄ = Rₒ; Qi — Qt = Q}i amplificarea etajului la rezonanță are următoarea expresie : o 1 (6.39) unde : Rₒ, Q sînt impedanța derivație la rezonanță, respectiv factorul de calitate în gol ale fiecăruia dintre cele două circuite oscilante luate separat M k - ^7— , M fiind inductanța mutuală de cuplaj între bobinele L₃ și Lᵢ. ' L₃Lₜ 143 Produsul kQ caracterizează cuplajul celor două circuite acordate și de- termină în esență forma caracteristicii de frecvență a filtrului de bandă. Pentru kQ = 1 amplificarea este maximă și are valoarea : A = = SR₀ = 8 1 + 1 2 (6.40) adică amplificarea maximă ce se poate obține cu un etaj amplificator ăeFI cu filtru de bandă este jumătate din amplificarea obținută cu același etaj în care impedanța de sarcină este formată dintr-un singur circuit oscilant cu același Q și aceleași elemente L, C. în ceea ce privește selectivitatea unui astfel de amplificator (a se vedea cap. 6 B.2) relațiile stabilite la tranzistoare sînt valabile și în acest caz. Și în cazul radioreceptoarelor cu tuburi electronice se întîlnesc, ca și la tran- zistoare, în afară de filtrul de bandă cu două circuite acordate, cuplate mutual, și filtre de bandă cuplate în alte moduri (v. fig. 6.6). 2. AMPLIFICATORUL DE FRECVENȚĂ INTERMEDIARĂ CU TUBURI ELECTRONICE PENTRU SEMNALE CU MODULAȚIE DE FRECVENȚĂ Față de amplificatorul de FI — J4ht, amplificatorul de FI—MF are, așa după cum s-a arătat, o bandă de trecere mult mai largă și o frecvență intermediară de valoare mai ridicată, ceea ce duce la o amplificare pe etaj mai redusă decît la etajul de FI—MF. în figura 6.13 este prezentată schema de principiu a unui amplificator FI — MF cu filtru de bandă, schema cea mai mult folosită în practică. Calcu- lul etajului se face cu aceleași relații stabilite la amplificatorul FI cu tranzis- toare cu filtru de bandă, cu mențiunea că circuitul filtrului de bandă se cuplează la cuplajul critic sau puțin peste cuplajul critic. Fig. 6.13. Amplificator de FI—MF cu filtru de bandă. 144 3. AMPLIFICATOARE COMBINATE Fl-MA-MF CU TUBURI ELECTRONICE Și la radioreceptoarele cu tuburi amplificatorul de FI este, în mai toate cazurile, comun (MA —MF) și conține două trei etaje cu patru pînă la opt circuite acordate, în general, de tipul cu filtre de bandă. în figura 6.14, a este prezentată schema de principiu a unui amplifi- cator combinat FI—MA — MF, echipat cu tub electronic. Funcționarea corectă a etajului se bazează pe proprietatea circuitului oscilant derivație de a prezenta o impedanță de valoare foarte mare la rezonanță și de valoare foarte mică în afara rezonanței. Astfel, cînd amplificatorul lucrează în canalul MA, filtrele de bandă pentru modulația de amplitudine (L₂C₂ — — și L₆C₆—LₛCₛ) prezintă impedanțe mari și la bornele lor se obține amplificată tensiunea de FI—MA, filtrele de FI—MF prezentînd în acest caz un scurtcircuit pentru semnalele recepționate. Cînd amplificatorul FI lucrează în canalul MF, filtrele de FI—MF (LₗC₁—L₂C₃ și C^L^ — C^L^y prezintă o impedanță importantă pentru modulația de frecvență, iar filtre- le de FI—MA se comportă ca un scurtcircuit. Cu toate acestea, așa după cum se observă în schemă, în circuitul de in- trare al amplificatorului de FI, filtrul de bandă FI—MF (I₃C₃) este scurt- circuitat în cazul funcționării în benzile MA (contactele 1—2 închise). Această măsură este necesară fiindcă totuși circuitele de FI—MF pot constitui o impedanță relativ mare pentru tensiunea frevcenței fundamen- talei oscilatorului în gama de FS și pentru armonicile acestuia în gamele de FL și FM. Rezultă că în lipsa acestei măsuri, apare pericolul pătrunderii tensiunii oscilatorului local în etajul amplificator, putînd să se producă din această cauză perturbarea radiorecepției în unele puncte ale benzii și saturarea am- plificatorului de FI — MA. Fig. 6.14. Etaj amplificator FI—MA—MF cu tuburi [electronicei a — schema de principiu; b — punte de neutrodinare în 10 — A 145 Condensatorul C₉ și rezistența R₂ fac parte din filtrele prin care se aplică tensiunea de RAA etajelor amplificatoare FI, în cazul funcționării în canalul MA. Cînd se amplifică semnale cu MF, sistemul de RAA se reali- zează prin aplicarea pe grila supresor a tubului amplificator T₂ a unei ten- siuni de comandă de curent continuu, extrasă din etajul demodulatorului MF. Circuitele de RAA pentru MA sînt în acest caz conectate la masă (contactul 2 — 3 din schemă). Grupul R,CW este utilizat în funcționarea pe canalul MF în scopul de a asigura grilei de comandă a tubului amplificator o tensiune de negativare în corespondență directă cu valoarea semnalului aplicat. Această tensiune este realizată printr-un proces de detecție, feno- men ce va fi prezentat în capitolul despre demodulatoare. Rezistența Rc servește pentru obținerea negativării inițiale cînd nega- tivarea pe calea de RAA este redusă (cazul semnalelor mici) sau nulă (cazul absenței semnalelor). Legarea la masă a catodului pentru curenții alternativi este realizată prin condensatorul Cc. Ecranul este alimentat printr-o rezistență serie Rₑ, iar pentru decuplarea lui la masă este utilizat condensatorul Cₑ. Pentru a evita cuplajul între etajele amplificatoare de FI se recurge la filtrul RₐCₐ, a cărui capacitate decuplează circuitul de anod spre ecran. Soluția decuplării la ecran a condensatorului Cₐ din circuitul anodic permite realizarea unei neutrodinări a etajului de FI din lanțul de MF, în scopul obținerii unei mai bune stabilități a montajului. într-adevăr, în amplificatorul de FI pentru MF este dificil să se obțină amplificarea necesară asigurînd în același timp și o stabilitate suficientă a montajului. După cum s-a arătat, amplificarea maximă admisibilă a unui etaj amplificator este limitată de reacția prin capacitatea de trecere a tubului între anod și grilă (Cₐg). Cu toate că pento- dele folosite în amplificatoarele de FI au o capacitate CₐQ de valoare foarte mică (de exemplu pentru EBF 89 capacitatea Cₐg = 0,0025 pF), totuși reac- ția prin ea poate duce la deformarea caracteristicii de rezonanță, sau chiar poate să provoace funcționarea nestabilă a amplificatorului din canalul de MF. Pentru a se obține micșorarea acestei reacții prin capacitatea , se procedează la neutrodinarea montajului, soluție frecvent utilizată și care poate fi realizată cu un montaj foarte simplu. în figura 6.14, b este prezen- tată puntea de neutrodinare în FI pentru lanțul de MF la schema de prin- cipiu din figura 6.14, a, unde s-a ținut seamă că filtrele pentru modulația de amplitudine și L₆C₆ și condensatorul Cₐ se prezintă practic ca niște scurtcircuite pentru frecvența semnalului de MF. în aceste condiții, dacă puntea este echilibrată (adică dacă CₐgCₑ = CₑgCcₐ), montajul este neutro- dinat, adică transferul de energie de la ieșire către intrarea amplificatorului de FI este compensat, datorită introducerii unei reacții în c.a. prin circui- tul de ecran al montajului. D.r STABILITATEA ÎN FUNCȚIONARE A AMPLIFICATOARELOR DE FRECVENȚĂ INTERMEDIARĂ Un amplificator de frecvență intermediară este considerat stabil în con- dițiile în care etajul nu oscilează pe o frecvență parazitară și nici nu mani- festă tendința de intrare în oscilație. 146 Dat fiind valoarea importantă a capacității de reacție internă CR, asi- gurarea stabilității în funcționare a amplificatoarelor de FI cu tranzistoare este o problemă dificilă. Datorită existenței reacției interne, un tranzistor poate oscila spontan, fără să se aplice o reacție exterioară, în toată gama de frecvențe la care el este utilizabil, atunci cînd acesta are la in- trare și ieșire rezistențe (impedanțe) care conduc la o amplificare de putere suficient de mare. în cazul unor astfel de amplificatoare de FI, după cum se știe, tranzisto- rvd este montat între două circuite acordate pe aceeași frecvență și care au la rezonanță impedanțe diferite. Aceste impedanțe scad cînd frecvența de lucru variază față de frecvența de acord f₀. în afară de aceasta, re- zi stența de intrare Iiᵢₙ și rezistența de ieșire Rᵢₑ} ale tranzistorului variază cu frecvența, cu. temperatura și cu tensiunea de alimentare. în aceste con- diții, chiar în cazul amplificatoarelor neutrodinate (v. fig. 6.8), datorită va- riației parametrilor tranzistorului și toleranțelor elementelor RN, CN din rețeaua de neutrodinare, ncutrodinarea montajului nu mai este atît de efi- cientă și combinarea nefavorabilă a elementelor care variază conduce la satisfacerea condiției de oscilație prin intermediul capacității de reacție CR. Ceea ce interesează în această situație este determinarea condițiilor în care tranzistorul rămîne stabil. Criteriul de stabilitate la funcționarea unui amplificator de FI trebuie să fie ușor de stabilit și să dea rezultate satis- făcătoare pentru determinările practice. Pentru a se asigura o funcționare stabilă a unui astfel de etaj trebuie satisfăcută relația : [G> + <7ii] + 622] = y lyiaI 1^211 cos ( 1 nu este necesară neutrodinarea; dacă y = 1/2... 1 se poate renunța la neutrodinare, în con- dițiile unei amortizări puternice a circuitelor acordate, adică lucrînd cu re- zistențe de sarcină mici (de ordinul zecilor de kiloohmi); dacă y < 1/2 este necesar ca montajul să fie neutrodinat. în cazul în care frecvența de lucru/ = (0,1 ... 0,3)/ₐ, pentru obținerea unor performanțe cît mai bune ale unui etaj amplificator de FI, devine rați- onală folosirea schemei cu emitorul comun, cu toate că nici în acest caz ne- utrodinarea montajului nu poate fi evitată totdeauna. Atunci cînd frec- vența de lucru / = (0,7 1,2)/ₐ schema cu baza comună, cu sau fără neu- trodinare, se impune ca necesară. Din această cauză, astfel de montaje se întîlnesc în special la amplificatoarele utilizate pentru semnale MF. Pentru un amplificator de FI cu tuburi electronice condiția ca în acest etaj să nu existe oscilații parazite este exprimată de relația : ^Cₐ, 8F& < 2 (6.42) în care : w₀ = 2 7t/₀,/₀ fiind frecvența de rezonanță a circuitelor acordate ale amplificatorului de FI; Cag — capacitatea anod-grilă a tubului electronic; >8 — panta tubului; P₀₁ ~ rezistența la rezonanță pe care o prezintă primarul transformatorului dc FI montat în circuitul anodic al tubului amplificator și considerat identic cu cel din circuitul de grilă. în condițiile în care primul membru al inegalității de mai sus are o va- loare apropiată de 2, amplificatorul nu oscilează, însă are tendința de a intra în oscilație. Din această cauză, pentru a se obține o bună stabilitate în funcționare se prevede un factor de siguranță mai mare. Din relația de mai sus se observă că pentru frecvențe intermediare cobo- rîte, condiția de stabilitate este mai ușor de îndeplinit. Se impune de asemenea ca valoarea capacității parazite între grila și anodul tubului să fie mică. Pentru tuburile pentode, obișnuite, utilizate în radioreceptoare pentru amplificatoarele de FI, ea este de cîteva miimi de picofarad. în realitate însă această capacitate parazită este mult mai mare, dato- rită capacităților dintre piciorușele soclului tubului, dintre conexiunile ce fac legătura între circuitul oscilant de grilă și cel anodic. Pentru înlăturarea acestor cuplaje nedorite circuitele de FI sînt introduse în blindaje, iar montajul este realizat cît mai rațional din punct de vedere constructiv. Ținînd seamă de faptul că amplificarea etajului este proporțională cu factorul 8R₀₁, care este inclus în condiția de stabilitate în funcționare a amplificatorului de FI, este clar că o amplificare stabilă este limitată; și panta 8 poate crea tendințe de instabilitate și chiar de amorsare a oscilațiilor, în condițiile în care aceasta are o valoare ridicată. într-adevăr, dacă factorul 148 care exprimă condiția de stabilitate nu are o valoare suficient de acoperi- toare, amplificatorul poate intra în oscilație în cazul în care semnalul lip- sește la intrarea radioreceptorului, sau se recepționează o emisiune cu un cîmp relativ mic la recepție, situație în care, din cauză că negativarea este nulă sau redusă, panta S capătă valori mari. Același amplificator poate funcționa stabil în cazul în care se recepționează emisiunile stației locale cînd, datorită dispozitivului de Ii A A, tensiunea de negativare este mare și panta se poate reduce la valoarea pentru care oscilația să înceteze. Rezultă din cele analizate mai sus că în radioreceptoarele pentru sem- nale cu MF, lucrîndu-se cu o frecvență intermediară mare (f{ = 10,7 MHz), cu tuburi cu pantă mare și cu amplificări totale de valori ridicate, pericolul unei funcționări instabile este mai mare decît la radioreceptoarele pentru semnale cu MA. D. INFLUENTA PERFORMANTELOR PIESELOR COMPONENTE ALE AMPLIFICATORULUI FI ASUPRA PERFORMANȚELOR RADIORECEPTORULUI 1. VERIFICAREA AMPLIFICATORULUI FI Amplificatorul de FI reclamă următoarele verificări: — verificări de continuitate a circuitelor cu radioreceptorul neali- mentat ; — verificarea regimului static de funcționare a tuburilor sau a tranzis- toarelor ; — verificarea în regim dinamic sau sub semnal. Primele două verificări se fac potrivit indicațiilor date în capitolul 4, §D subpunctele a, b. Verificarea în regim dinamic sau sub semnal caracterizează amplificatorul de FI atît sub aspect cantitativ cît și calitativ. Condițiile de măsurare a amplificatorului de FI se deduc din condițiile generale de verificare a sensibilității, selectivității, a distorsiunilor de neli- niaritate a raportului semnal/zgomot și a stabilității la oscilații parazite. în ipoteza că regimul static de funcționare al tuburilor și tranzistoa- relor este fixat corect, atunci performanțele enumerate sînt nemijlocit legate de procesul de acord-aliniere ale etajelor de FI. Forma curbei de selectivi- tate și a curbei de „S” a detectorului de raport sintetizează performanțele enumerate. 2. INFLUENTA PERFORMANTELOR PIESELOR ASUPRA FUNCȚIONĂRII AMPLIFICATORULUI DE FI a. Amplificatoare de FI—MA—MF cu tranzistoare Ținînd seamă de varietatea mare de amplificatoare de FI, analiza se face pe o schemă mai complexă dată în figura 6.15. Rp E₂, E₃ (0,5 — 2 kQ) sînt rezistențele de emitor ale tranzistoarelor T₃, T₂, Valori mai mari sau mai mici influențează stabilizarea termică a amplificatorului. în primul caz se realizează o stabilizare mai bună cu temperatura, dar în schimb cresc distorsiunile, iar în al doilea caz crește suprasolicitarea tranzistoarelor, inclusiv coeficientul de distorsiuni. 149 Cir, ^18 (50—100 nF) sînt condensatoarele de decuplare a rezistențelor de emitor. Valori mai mari sau mai mici modifică amplificarea etajului și afectează caracteristica de frecvență. Ci» Cn, C12 sînt condensatoarele de acord din transformatoarele de FI — MF. Valorile mai mari sau mai mici decît cele indicate de fabrica con- Fig, 6.15. Amplificator FI— JfA — MF echipat cu tranzistoare. structoare, cît și modificarea valorilor în timp, afectează negativ posibilită- țile de reacordare și contribuie la micșorarea amplificării, a selectivității și creșterea coeficientului de distorsiuni de neliniaritate. C^ C'g, C”, C₆, Cg, Cg, C₁₀ sînt condensatoare de acord și adaptare a etajelor din transformatoarele FI — MA. Conectarea în serie a condensa- toarelor Cg, Cg și Cg, Cg permite divizarea tensiunii de excitație la fel ca în cazul prizelor plasate pe înfășurările secundare ale transformatoarelor FI— — MA (fig. 6.9, b). Această soluție are ca efect amortizarea mai mică a eta- jelor FI — MA. Modificarea acestor valori afectează selectivitatea circu- itelor FI — MA. Rᵢ₇ R₅ (3—10 kQ) sînt rezistențele de polarizare a bazelor tranzistoa- relor T₂ și T₃. Valori mai mici înseamnă o amortizare mai puternică a etaju- lui FI și o amplificare mai mică, iar o valoare mai mare contribuie la creș- terea distorsiunilor de neliniaritate. (3—10 kQ) este rezistența de polarizare a bazei lui O valoare mai mare micșorează tensiunea de polarizare. O valoare mai mică sporește pericolul de străpungere a joncțiunii bază-emitor. Și într-un caz și în altul cresc distorsiunile. R₇, R₈, Rg (100—600 Q) sînt rezistențele de micșorare a efectului capaci- tăților de colector asupra circuitelor acordate. Acest efect se manifestă la semnalele puternice și se traduce acustic printr-o pocnitură în difuzor (scă- 150 derea bruscă a nivelului de ieșire). O valoare mai mare a lor reduce amplifi- carea, iar o valoare mai mică conduce la fluctuații de amplificare, datorită dezacordării circuitelor la semnale cu nivel mare. _R₁₀ (100—300 kQ) este rezistența variabilă de dozare a tensiunii RAA. Valoarea acesteia se reglează pentru eficacitatea maximă a circuitului RAA. (7₁₃, Cᵤ, (7₁₅ (puncte de control 1, 2, 3) sînt condensatoarele de neutro- dinăre a etajelor pentru lanțul MF. Valori mai mari sau mai mici decît valo- rile trecute în schema de principiu afectează negativ curba de selectivitate, în primul caz scade amplificarea etajului, iar în cazul al doilea există perico- lul de oscilație a amplificatorului FI. Controlul neutrodinării se face prin vizualizarea curbei de selectivitate la selectograf. b. Amplificatoare de FI—MA—MF cu tuburi electronice Analiza se referă la figura 6.16. (7U (7₂, C₃, (7₄, C₅, C₆, (7g, C₉ sînt condensatoarele de acord ale fil- trelor de FI — MA — MF. Valori mai mari sau mai mici decît acelea indi- Fig. 6.16. Amplificator FI—MA—MF echipat cu tuburi electronice. cate de fabrica constructoare afectează negativ posibilitățile de reacordare și contribuie la micșorarea amplificării, a selectivității și creșterea coefi- cientului de distorsiuni de neliniaritate. Cᵤ (100—300 pF) este condensatorul de cuplare a circuitelor de semnal din lanțul MA sau a etajului schimbător de frecvență din lanțul MF, la grila de comandă a tubului heptodă. O valoare mai mare favorizează apa- 151 riția oscilațiilor parazite, în ipoteza că inductanță parazită este mare. O valoare mai mică micșorează nivelul semnalului de intrare mai ales în game- le UM și UL în care reactanța capacitivă crește apreciabil. R₂ (20—50 kQ) este rezistența de alimentare a ecranului tubului O valoare mai mică pentru R₂ înseamnă putere mai mare disipată de grila ecran, putîndu-se astfel depăși valoarea admisibilă. O valoare mai mare pentru R₂ reduce amplificarea etajului. C’₁₂ (2—50 nF) este condensatorul de decuplare a grilei ecran și de neu- trodinare a etajului. O valoare mai mare pentru (7₁₂ înseamnă amplifi- care mai mare, anularea efectului de neutrodinare a tubului și îndeplinirea condițiilor de oscilație a etajului. O valoare mai mică reduce apreciabil reac- ția pe ecran și implicit amplificarea. R₃ (0,5—2MQ) este rezistența de grilă a tubului T±. O valoare mai mică înseamnă amortizarea mai mare a circuitului de intrare pentru lanțul MA și amplificarea mai mică. O valoare mai mare favorizează moulația cu brum. Rₜ (0,5 —lOkQ) este rezistența de alimentare și de decuplare a tubului (partea heptodă). O valoare mai mare micșorează amplificarea, iar o valoare mai mică favorizează intrarea în oscilație a amplificatorului. C₁₄(2 — 50 nF) este condensatorul de filtrare a tensiunii de alimentare și de neutrodinare a eta jului pentru lanțul MF. Valoarea lui este în inter- dependență cu C₁₂. O valoare mai mare sau mai mică mărește respectiv scade gradul de neutrodinare. în primul caz amplificarea scade, în cazul al doilea se ușurează condițiile de autooscilație pe FI. R^ (100—500 kO) și C’₁₆(Î0—500 pF) alcătuiesc rețeaua de negativare și de limitare a etajului pentru lanțul MF. Efectul de suprimare a modulației de amplitudine parazită este maximă dacă constanta de timp R₆CU este mai mare decît perioada frecvenței de modulație maxime (de aproxi- mativ 10 ori mai mare decît perioada frecvenței de 20 kHz). O valoare mai mică pentru R₅ și C₁₆ înseamnă reducerea constantei de timp, amortizarea mai mare a transformatorului Tr₂ — FI — MF și pătrunderea modulației parazite și a perturbațiilor în amplificatorul AF. O valoare mai mare pen- tru R^ și C₁₆ mărește constanta de timp și provoacă perturbații dacă sem- nalul util este însoțit de zgomote cu nivel mare. -K₆(40—100 kQ), R^ și corespund ca valori și efecte cu R₂, C12> ^14- T₂ sînt tuburile amplificatorului FI — MF. Dacă circuitele primare ale transformatoarelor Tr₂ — FI — MF și Tr₃ — FI—MF se acordă cu capacitățile parazite ale montajului și ale tuburilor, atunci schimbarea tuburilor reclamă reacordarea circuitelor FI—MF. Capitolul 7 LIMITATORUL DE AMPLITUDINE A. GENERALITĂȚI Limita torul de amplitudine este un etaj caracteristic radioreceptoarelor cu MF. El are rolul de a suprima, înainte de a se ajunge la intrarea în demodulator, modulația parazită de amplitudine ce apare la undele modulate în frecvență, fie datorită perturbațiilor, fie datorită etajelor amplificatoare din radioreceptor străbătute de acest semnal. în aceste condiții apare evidentă importanța limitatorului, deoarece numai reali- zîndu-se suprimarea modulației parazite de amplitudine se poate beneficia de avantajele cunoscute ale emisiunilor cu MF. în plus, limitatorul de amplitudine prezintă pentru un radioreceptor cu MF și avantajul că face ca, de la un anumit nivel de semnal, puterea de ieșire să rămînă constantă, chiar dacă amplitudinea semnalelor ce se aplică radioreceptorului la intrare crește în limite largi. într-adevăr, limitatorul de amplitudine este un etaj care nu influențează forma semna- lelor ale căror niveluri la ieșire se află sub un anumit prag de limitare, ci păstrează numai un nivel constant la ieșire pentru orice valoare a semna- lului de la intrare ce duce la depășirea pragului de limitare. în figura 7.1 este prezentat principial modul în care are loc limitarea de amplitudine. Limitatorul transmite fără modificări la ieșire semnalele Fia. 7.1. Limitarea de amplitudine : ⁵* , , limitare el forma undei o - semnal sub pragul de limitare Ul: b - semnal ce depășește pragul de IIW» rin limirn^d 153 care au tensiunea mai mică sau cel mult egală cu tensiunea UL care reprezintă pragul de limitare (fig. 7.1, a). în cazul semnalelor care depășesc tensiunea Ul, limitatorul suprimă tot ceea ce trece peste pragul de limitare, la ieșire obținîndu-se o tensiune fără MA (fig. 7.1, b). Acesta este cazul cel mai avantajos de funcționare al unui etaj limitator. Rezultă de aici că pentru eliminarea completă a modulației parazite de amplitudine, nivelul Us al purtătoarei semnalului ce se aplică etajului limitator trebuie să aibă cel puțin valoarea unde : UL este tensiunea limitată a pragului de limitare; m — gradul de modulație parazită de amplitudine. Aceasta impune ca amplificarea în etajele de FI să fie în așa fel aleasă, încît cel mai mic nivel de semnal aplicat la intrarea radiorecep- torului să fie amplificat cel puțin pînă la nivelul de prag UL stabilit. Cele mai obișnuite tipuri de limitatoare de amplitudine sînt ampli- ficatorul limitator, utilizat în aparatele de recepție înaintea demodulato- rului de frecvență, și montajul de limitare prin RAA. B. AMPLIFICATOARE LIMITATOARE CU TRANZISTOARE Amplificatorul limitator cu tranzistor (fig. 7.2, a) permite o limitare a curentului și a tensiuni^ de colector atît pentru alternanțele pozitive, cît și pentru cele negative. într-adevăr, urmărind caracteristica dinamică în planul ic, uCe (dreapta AB din fig. 7.2, b) se poate observa ușor procesul de limitare. Fig. 7.2. Amplificator limitator cu tranzistor : a - schema de principiu ; & — caracteristicile statice ic ~ fiUcE^ Astfel, în partea superioară caracteristica dinamică este limitată de dreapta OD (limitarea curentului de colector datorită saturației la tensiuni de colector reduse), iar în partea de jos de axa orizontală (limitare prin tăierea curentului de colector). Limitatorul cu tranzistor prezintă avantajul că limitarea se face la un nivel mic. cu atît mai redus cu cît tensiunea de alimentare a colectorului 154 este mai mică. Dezavantajul unui astfel de montaj este că, odată cu variația nivelului semnalului aplicat la baza tranzistorului se modifică și valoarea medie a capacității de intrare a tranzistorului, și se produce dezacordarea circuitului rezonant de la intrare. în cazul în care, din cauza redresării tensiunii de înaltă frecvență produsă între bază și emitor, se modifică tensiunea de polarizare a bazei, variația capacității de intrare a tranzisto- rului devine și mai importantă. Pe de altă parte, pentru semnale mari aplicate la intrare, amplitu- dinea semnalului din circuitul de colector poate deveni mai mare decît tensiunea continuă de alimentare a acestuia și din această cauză se poate întîmpla ca în circuitul de colector curentul să-și schimbe sensul, ceea ce face ca funcționarea să devină nesatisfăcătoare. în plus, în montajele cu circuite acordate la intrare și ieșire, funcțio- narea este instabilă la semnale mari, aceasta datorită reacției dintre ieșirea și intrarea tranzistorului atunci cînd circuitul de intrare, fiind puțin dezacordat, se comportă inductiv. Acest inconvenient poate fi înlăturat fie prin utilizarea de circuite de cuplaj rezonante, fie prin intro- ducerea unei diode între bază și emitor (D₁ din fig. 7.2, a) pentru limitarea alternanțelor negative ale tensiunii aplicate. Fixarea pragului de limitare dorit se realizează prin utilizarea divizorului rezistiv Ă₂ care stabilește diodei Dₓ o polarizare inițială în aceste condiții dioda I)₁ nu limitează alternanțele pozitive și negative ale semnalelor a căror amplitudine este mai mică decît Eₚ. Dioda se deschide și limitează numai alternanțele negative ale semnalelor a căror amplitudine depășește tensiunea de polarizare Eₚ. Pentru decuplarea la masă a rezistenței li^ din punctul de vedere al semnalului de FI este utilizat condensatorul C₂. C. AMPLIFICATOARE LIMITATOARE CU TUBURI ELECTRONICE Amplificatoarele limitatoare cu tuburi electronice, utilizate de aseme- nea pentru limitarea amplitudinii semnalului MF, sînt realizate pe baza următoarelor metode : — prin reglajul automat al tensiunii de negativare a grilei (limitare de grilă); — prin limitarea curentului anodic (limitare ancdică); — prin limitare simultană (sînt combinate în aceeași schemă ambele tipuri de limitări). 1. LIMITARE DE GRILĂ în figura 7.3 este prezentată schema de principiu a unui astfel de limitator. Montajul reprezintă un etaj amplificator de FI, la care efectul de limitare se realizează pe seama negativării variabile care ia naștere la bornele rezistenței Rg și a condensatorului Cg. Cînd nu se aplică nici un semnal la intrarea limitatorului, în circuitul de grilă nu există nici o negativare. La apariția pe grila tubului electronic a unui semnal de FI, în decursul alternanțelor care pozitivează grila, începe să treacă un curent pulsatoriu prin spațiul grilă-catod și prin rezistență, curent care dă naștere unei tensiuni de negativare la bornele rezistenței Bg. Mărimea acestei 155 tensiuni de negativare depinde de mărimile elementelor Eg Cg și, ceea ce este cel mai important, depinde de amplitudinea semnalului aplicat. Dacă amplitudinea semnalului crește, negativarea crește și din această cauză amplificarea etajului scade, ceea ce demonstrează efectul de limitare al etajului. Oe ta ompliTico Fig. 7.3. Limitator de amplitudine cu limitare de grilă. Analizînd procesul de limitare pe caracteristicile iₐ — Ug ale tubului electronic (fig. 7.4), se observă că, datorită polarizării variabile din circuitul de grilă, care urmărește îndeaproape valoarea de vîrf a semnalelor aplicate în circuitul de intrare, vîrfurile semnalelor aproape se aliniază, producînd în acest fel în circuitul anodic Fig. 7.4. Explicarea limitării de grilă. impulsuri de înălțime practic constantă. Acest curent în im- pulsuri este format dintr-o funda- mentală și o serie de armonici, însă, cum circuitul anodic al limitatorului este acordat pe fundamentală (circuitul de sar- cină LC din fig. 7.3 este acordat pe frecvența intermediară a radio-receptorului, la fel ca și filtrul de bandă de la intrare), numai curentul de FI va produ- ce la ieșire o tensiune, armonici- le fiind suprimate de acest filtru. Rezultă de aici că, deși semna- lul la intrare suferă variații im- portante de amplitudine, tensiu- nea la ieșirea limitatorului este de amplitudine constantă, fundamentala impulsului de curent avînd, ca și impulsul, aproximativ aceeași valoare. O importanță deosebită în buna funcționare a limitatorului de grilă o are constanta de timp a grupului FgCg din circuitul de grilă, care se alege după aceleași criterii ca și la montajele de detecție, valorile medii recomandate fiind cuprinse între 1,25 și 4 ps. Deosebirea între montajul limitator pe grilă și etajul detector constă în aceea că primul are o sarcină formată dintr-un circuit acordat, conectat în circuitul anodic, iar cel de-al doilea are o sarcină formată dintr-o rezistență și o capacitate. 156 2. LIMITAREA ANODICĂ în cazul tuburilor pentode caracteristicile dinamice ale curentului anodic, în funcție de tensiunea la grilă, prezintă o regiune de saturație pentru tensiuni de grilă pozitive și chiar mai mici decît zero (fig. 7.5). Această saturație a curentului anodic are loc atît din cauza cotului pe care-1 prezintă caracteristicile anodice ale pentodelor, cînd tensiunea anodică este inferioară celei de ecran, cît și din cauza suprapunerii acestor curbe în regiunea tensiunilor anodice mici. Analizînd figura 7.5 se observă că limitarea curentului anodic în partea superioară este mai accentuată decît în cazul limitării de grilă, în cazul limi- tării anodice forma alternanței de curent devenind trapezoidală. De ase- menea, datorită tăierii curentului anodic, oscilațiile sînt limitate și în partea inferioară, aceasta fiind echi- valent cu reducerea pantei dinamice 8, atunci cînd amplitudinea tensiunii la grilă crește. în acest fel are loc limi- tarea amplitudinii fundamentalei cu- rentului anodic. Fig. 7.5. Explicarea principiului la limi- tarea anodică. Pentru realizarea unui astfel de limitator, tensiunea de alimentare a anodului se ia de 20—40 V, iar pentru a reduce valoarea tensiunii la grila de comandă, pentru care are loc tăierea curentului anodic, se micșorează în mod corespunzător tensiunea de ecran la circa 30 V. într-adevăr, tensiunea de tăiere (fig. 7.5) este egală cu—² > în care Ug₂ este tensi- unea de ecran și este factorul de amplificare al grilei de comandă față de ecran. Rezultă deci că în acest fel se reduce pragul de limitare la valoarea dorită, în să t otodată este redusă și panta tubului, deci și amplificarea etajului. Pentru păstrarea unei tensiuni de ecran constantă se realizează alimen- tarea acestei grile printr-un divizor potențiometric astfel ales încît prin rezis- tența Hₑₗ să circule un curent de circa 10 ori mai mare decît if₂ [(fig. 7.6). 20-LfQV wka 'Ce o---- De la ampli- ficatorul FI i₉z 30V Ca U.uljiF Ca -o fa &25OV demodu- 'opu! MF Fig. 7.6. Limitator’cu limitare anodică. 157 în acest fel variațiile de curent anodic și de ecran, datorită modificării ten- siunii de negativare, nu influențează tensiunea de ecran, valoarea ei fiind determinată de căderea de tensiune la bornele rezistenței Rₑₗ. în scopul evitării producerii unei modulații de amplitudine din cauza variației tensiunilor de ecran și de anod, datorită variației frecvenței instan- tanee a semnalului modulator MF ce urmează să fie limitat în amplitudine, este necesar să fie realizate decuplări pentru frecvență joasă cu condensa- toare de valori ridicate (0,1 — 0,5 p.F), prevăzute in paralel cu condensa- toare de mică valoare pentru decuplarea în frecvență intei mediată. 3. LIMITAREA SIMULTANĂ DE GRILĂ ȘI ANODICĂ Schema de principiu a unui limitator cu limitare de grilă și limitare ano- dică este prezentată în figura 7.7, a. Reducerea și stabilizarea tensiunii de alimentare a ecranului se face cu ajutorul divizorului rezistiv Rw Rₑ₂, iar reducerea tensiunii anodice, cu ajutorul rezistenței Rₐ. Pentru a evita produ- cerea unei modulații parazite de amplitudine din cauza variațiilor tensiuni- lor anodice și de ecran, condensatoarele de decuplare Cₑ și Cₐ sînt alese de valori ridicate (0,1—0,5 p.F). Fig. 7.7. Limitator cu limitare de grilă și anodică: a — schema de pri iu; b — modul de lucru al limitării de grilă, și anodice. Asocierea limitării de grilă cu cea anodică permite obținerea unei limitări mai eficace a semnalului recepționat, atît la alternanțele pozitive, cît și la alternanțele negative ale tensiunii la grilă. Prin limitare, oscilațiile curentu- lui anodic iau forma unor impulsuri trapezoidale sau dreptunghiulare (fig. 7,7. b), aceasta în condițiile în care amplitudinea semnalului aplicat la grila limitatorului este de valoare ridicată și trecerile de la coturile de sus și jos ale caracteristicii dinamice de grilă sînt mai repezi. Forma dreptunghiulară a impulsului permite o eliminare mai eficace a modulației de amplitudine, deoarece în aceste condiții semnalele care se obțin la ieșirea din limitator sînt de amplitudine constantă. în figura 7.8 este prezentată caracteristica de limitare (tensiunea de la ieșirea limitatorului în funcție de tensiunea de la intrarea sa Uᵢₙ), pentru cazul unui amplificator limitator alimentat cu o tensiune de anod și de ecran coborîtă. 158 Pe aceeași caracteristică este prezentat totodată și mecanismul limită- rii. Se observă că la semnale de intrare care sînt sub pragul de limitare (exem- plu Usi) modulația parazită de amplitudine (Uₘₗ) este redată integral la ieșire. Numai după ce semnalul de intrare (exemplu US₃) depășește pragul de limitare, modulația parazită de amplitudine este complet suprimată. Trebuie precizat faptul că numai o alegere corespunzătoare a tensiunilor de alimentare asigură o caracteristică de limitare optimă. în ceea ce privește influența rezistenței de grilă asupra caracteristicii limitatorului (v, Rg din fig. 7.7, a), se menționează că mărirea ei peste valo- rile acceptate are ca efect scăderea tensiunii de la ieșire în funcție de crește- rea tensiunii de la intrare, datorită creșterii tensiunii de negativare. Fig. 7.8. Curba tensiunii de la ieșire în funcție de tensiunea de la intrare, la un amplificator limitator. Amplificarea unui etaj limitator este mică, circa 2 —3, iar pragul de- limitare'este de aproximativ 1 —3 V. Uneori, pentru o limitare mai eficace,, se utilizează un limitator format din două etaje montate în cascadă, schemă care însă este întîlnită destul de rar în montajele practice. 4. LIMITAREA PRIN REGLAJUL AUTOMAT AL AMPLIFICĂRII La receptoarele cu MA reglajul automat al amplificării are rolul de a regla automat amplificarea în etajele de RF și FI, astfel încît purtătoarea' la intrarea în detector să rămînă cît mai constantă, atunci cînd semnalul de RF de la intrarea în receptor are variații importante de amplitudine. în mod similar, la radioreceptoarele MF tensiunea variabilă obținută, la bornele rezistenței Rg (v. 7.7, a), luată prin filtre convenabile, poate fi aplicată în amplificatoarele FI, cu efect de reacție r sgativă asupra modu- 159 lației de amplitudine a semnalului. Principiul de funcționare este urmă- torul : cînd, datorită modulației parazite de amplitudine, crește amplitudi- nea semnalului la intrarea limitatorului, crește și tensiunea la bornele rezis- tenței Rg și deci negativarea aplicată etajelor amplificatoare FI —MF din radioreceptor controlate prin RAA. Scade, deci, amplificarea pe etaje, adică se reduce modulația parazită de amplitudine. Sistemul are însă o eficiență redusă și se utilizează numai împreună cu un etaj limitator, asi- gurîndu-se în acest fel o caracteristică totală de limitare mai bună. D. INFLUENTA PERFORMANTELOR PIESELOR COMPONENTE ALE ETAJULUI LIMITATOR DE AMPLITUDINE ASUPRA RADIORECEPTORULUI 1. VERIFICAREA ETAJULUI Acesta se verifică conectînd la ieșirea etajului un osciloscop, iar la intrarea radioreceptorului un generator de RF modulat cu posibilitate de reglare a nivelului de ieșire. Pentru semnalele MA se verifică tensiunea RAA cu ajutorul unui milivoltmetru electronic de c.c. cu rezistență de intrare mai mare de 20 MD. Pentru circuitul RAA este necesar să se verifice și efi- cacitatea acestuia. Pentru aceasta se aleg frecvențele din grupa a IlI-a (tabela 19.2) și nivelul de intrare corespunzător la 100 dB sau 100 mV, res- pectiv 100 mV/m. Semnalul se aplică la intrarea radioreceptorului după indicațiile date în capitolul 19. La ieșirea radioreceptorului se conectează wattmetrul de ieșire. Se poziționează potențiometrul de volum pentru a obține la ieșire puterea standard de ieșire sau 0,1 Pₙ(Pₙ = puterea nominală). Se reduce tensiunea de la intrarea de 10, 20 —100, 1 000 ori (în funcție de clasa radioreceptorului) și se calculează variația nivelului de intrare cu for- mula : Rᵢₙₜ = 20 log ^2 pentru U₁ = 100 mV și U₂ = 1 mV, rezultă : Fini = 20 log = 40 dB. La această variație a nivelului de intrare puterea la ieșire variază, de exemplu, de la 0,1 P„ la 0,025 Pₙ sau, în decibeli : 0 1 P Nᵢₑₛ = 10 log --- ⁿ =6 dB. Cu cît diferența dintre Nᵢₙₜ și Rᵢₑf este mai mare, cu atît eficacitatea cir- cuitului de RAA este mai bună. Dacă această diferență este mică, înseamnă că s-a produs un defect în circuitul de RAA. 160 2. INFLUENTA PERFORMANTELOR PIESELOR ASUPRA ETAJULUI LIMITATOR a. Etaj limitator cu tranzistoare Analiza se referă la schema dată în figura 7.2. Rₛ, R^ R&, C^, Rm Cg sînt elemente de circuit care asigură polarizarea bazei, stabilizarea cu temperatura și filtrul pentru tensiunea de alimentare. Rolul acestor piese a fost prezentat în capitolele 3 și 4. Dᵣ este dioda care asigură o funcționare stabilă a montajului la semna- le mari prin limitarea alternanței negative. Rᵣ, R₂ constituie un divizor rezistiv prin care dioda D, este polarizată în mod convenabil. Creșterea rezistenței R₂ și micșorarea lui R± are ca efect micșorarea pragului de limitare. Micșorarea lui R₂ și creșterea lui Rᵣ are ca efect creșterea pragului de limitare. C₂ este condensatorul de decuplare la masă a rezistenței Rᵣ. O valoare mai mare nu afectează funcționarea. O valoare mai mică influențează sensi- bilitatea etajului. b. Etaje limitatoare eu tuburi electronice • Etaj eu limitator de grilă. Analiza se referă la schema din figura 7.3. Rg (100 kQ) și Cₛ (50 pF) reprezintă grupul de negativare a etajului în trezența semiperioadelor pozitive ale semnalului. Constanta de timp RgCg trebuie să fie cuprinsă între 1,25 și 4 p.s. Valori diferite pentru Rg și Cg mo- difică tensiunea de negativare și implicit funcționarea etajului limitator. • Etaj cu limitare anodică. Analiza se referă la schema dată în figura 7.6. Rₐ, Cₐ reprezintă filtrul de alimentare cu tensiune anodică a tubului. Rolul și semnificația acestor piese au fost prezentate în capitolele 3 și 4. Rₑₗ, Rₑ₂ formează un divizor rezistiv pentru alimentarea cu tensiune constantă a grilei ecran. Modificarea valorilor acestor rezistențe are efecte negative asupra funcționării etajului. C„(0,l — 0,5 (iF) este condensatorul de decuplare a ecranului. O va- loare mai mică are ca efect prezența unei modulații parazite de amplitudine din cauza variațiilor tensiunii de ecran. O valoare mai mare nu afectează funcționarea etajului. • Etaj cu limitare dc grilă și anodică. Analiza se referă la schema dată în figura 7.7. Rg, Cg , Rₑₗ, Rₑ₂, Cₑ, Rₐ, Cₐ au același rol și aceeași semnificație cu ele- mentele de circuit prezentate în figurile 7.3 și 7.6. Capitolul 8 DEMODULATORUL A. GENERALITĂȚI Informația purtată de un semnal de RF, modulat fie în amplitudine, fie în frecvență, este separată la recepție din acest semnal prin așa-numitul proces de demodulare, realizat în etajul demodulator. Etajul demodulator este montat în radioreceptor între amplificatorul de FI și cel de audiofrecvență. în funcție de tipul de modulație al semnalului de radiofrecvență, este realizată și structura demodulatorului. Din acest punct de vedere se deosebesc două tipuri de demodulatoare : pentru semnale modulate în amplitudine și pentru semnale modulate în frecvență. Ținînd seamă de structura semn a- Fig. 8.1. Semnal de RF modulat în amplitudine. iului de RF modulat în amplitudine (fig. 8.1): u = Uᵤ (1 -|- m cos wₘt) cos Wpt, (8.1) unde : Vᵥ este amplitudinea purtătoa- rei de RF; m — gradul de modulație, ex- primat prin raportul între amplitudinea sem- nalului modulator Uₘ și Uₚ\m = L up. >~T ua ₜ j u=Up(1+mcosioₘt)c*sajpt Fig. 8.4. Schema de principiu a unui etaj detector cu sarcină rezistivă. 165 reducerea la ieșire a nivelului semnalului de FI. Pentru îmbunătățirea factorului de transfer, în paralel cu rezistența de sarcină Rd, se adaugă un condensator (fig. 8.5, a), care reduce totodată și nivelul semnalului de FI pe sarcina de detecție. în ceea ce privește alegerea valorilor lui Rd și Cd, acestea trebuie să fie suficient de mari în comparație cu perioada semnalului FI aplicat, adică : (8.4) 2 K fi COj unde fi este frecvența semnalului de frecvență intermediară. Considerînd, pentru simplificare, detecția unei oscilații de FI nemodula- te, explicația funcționării detectorului cu sarcină compusă din rezistență și capacitate este următoarea : cînd dioda D conduce (fig. 8.5, a), condensa- Fig. 8.5. Detector cu sarcină formată din rezistență și capacitate: a — schema de principiu simplificată.; b — schema reală.; c — pri iul detecției unei oscilații nemodulate. torul se încarcă relativ repede, datorită valorii reduse a rezistenței de conducție a diodei și tinde să urmărească porțiunea ascendentă a primei semialternanțe a semnalului RF (fig. 8.5, c) în momentul în care tensiunea RF a depășit valoarea maximă și tinde sa scadă, viteza ei de variație fiind mai mare decît aceea a tensiunii de pe condensator, se ajunge la un moment dat că tensiunea de pe condensator este mai mare decît tensiunea aplicată. Din această cauză polarizarea diodei se inversează, aceasta se blochează, rezistența eiinternă crescînd foarte mult, în tot acest timp, în care prin detector nu circulă curent, adică în tot tim- pul în care tensiunea anodului este mai mică decît cea a catodului diodei detectoare, condensatorul Cd se descarcă lent prin rezistența de sarcină Rd, aceasta fiind de valoare ridicată. Descărcarea durează pînă cînd tensiunea de FI aplicată la intrarea etajului detector deschide din nou dioda, după care procesul se repetă. în acest caz al aplicării la intrarea detectorului a unui semnal FI nemodulat, tensiunea continuă la bornele sarcinii este identică cu tensiunea 166 ]a care este încărcat condensatorul Cd și are, așa după cum se poate observa în figura 8.5, c, o valoare apropiată de amplitudinea semnalului aplicat, în aceste condiții randamentul detecției este evident îmbunătățit și pentru semnale de valoare ridicată devine aproape egal cu unitatea. Dacă semnalul aplicat la intrarea etajului detector din figura 8,5, a este modulat, tensiunea Ud la bornele condensatorului variază în același mod ca și înfășurătoarea de modulație (fig. 8.6). Semnalul de FI se aplică la diodă în jurul polarizării variabile Uₐ care polarizează invers dioda. Tensiunea UăQ modifică punctul de funcționare al detectorului, astfel că numai vîrfurile semnalului pătrund în zona de conductibilitate a diodei. Concluzia trasă de aici este că dioda de detecție este deschisă numai în timpul încărcării Fig. 8.6. Principiul detecției unei oscilații RF cu modulație de amplitudine, în cazul unei sarcini formate dintr-o rezistență și o capacitate. condensatorului de detecție. De asemenea, mai rezultă că tensiunea con- tinuă Ud₀ se menține cu atît mai aproape de vîrf, și deci randamentul este cu atît mai bun, cu cît viteza ei de scădere, în timpul cît dioda este închisă, este mai mică. Cum această viteză de scădere este condiționată de posibi- litatea de descărcare a condensatorului Cd prin rezistența Rd, rezultă că este avantajos ca grupul Cd Rd să aibă valori cît mai mari. Valoarea rezis- tenței Rd nu, poate fi trecută peste o anumită limită, ea fiind condiționtă de valoarea rezistenței interne a diodei. Nu poate să fie mărit nici condensa- torul Cd peste o anumită valoare, fiindcă dacă aceasta este prea mare, se produc distorsiuni de neurmărire, așa după cum se va arăta mai departe. O mărime importantă care caracterizează etajul detector este amorti- zarea, produsă de acesta asupra circuitului acordat de FI la care este conec- tat, și este reprezentată prin rezistența de intrare echivalentă Riₙₛ. Pentru determinarea acestei mărimi, se consideră, cu aproximație, că randamentul de detecție este apropiat de unitate. Rezultă că puterea Pc dată de circuitul oscilant (fig. 8.5, b) este egală cu puterea Pd din rezistența de sarcină, adică : Pc = Pa. (8-5) 167 iar : Cum : ul ~Rjng (8.6, a) Ud (8.6, b) și avînd în vedere că U'ₚ Uₐ rezultă că : Rin^ Rd (8.7) adică valoarea rezistenței de intrare echivalentă este egală cu jumătate din valoarea rezistenței de sarcină a detectorului. Montajul descris mai sus (fig. 8.5, a) este numit montaj serie întrucît sarcina de detecție este conectată în serie cu elementul neliniar. b. Detectorul derivație > Un alt tip de montaj de detecție utilizat este montajul derivație, a cărui schemă de principiu este prezentată în figura 8.7, a. Modul de funcțio- nare al acestei scheme este următorul: cînd la intrarea etajului detector se aplică alternanța pozitivă a semnalului modulat, dioda D conduce și conden- satorul Cd se încarcă relativ repede, datorită rezistenței mici a diodei, care totodată șuntează rezistența de detecție Rd și la ieșire nu se obține nici o tensiune. Cînd la intrarea detec- u=Up[1+m cosum+] cosupi b) Fig. 8.7. Detector tip derivație : a — schema de principiu simplificată; & — schema reală. torului, se aplică alternanța ne- gativă a semnalului de FI dioda D este polarizată invers și se blochează, permițând obținerea pe rezistența Rd a alternanței negative a semnalului de intrare, pentru care este suprapusă ten- siunea de pe condensatorul Ci. în cazul acestui montaj, în- tre bornele de intrare există în paralel pe de o parte rezistența de sarcină Rd conectată direct (reactanța condensatorului Cd fiind neglijabilă în RF), pe de altă parte rezistența echivalentă de intrare Rᵢₙₛ determinată mai sus. 168 Deci, valoarea rezistenței de intrare Rinₛ în cazul unui montaj detector derivație este : — Rg Rinș ₌ 2_____________= 2^, (8.8) Rᵢₙₛ ₊ Rd Rd-^ 3 adică se obține o rezonanță de amortizare egală cu o treime din rezistența de detecție. 2. DISTORSIUNI DE NELINIARITATE LA DEMODULATORUL PENTRU SEMNALE CU MA • Distorsiuni de neurmărire (diagonală). Aceste distorsiuni pot^apărea din cauza constantei de timp necorectă a grupului de detecție CdRd. în aces- te condiții condensatorul Cd rămîne încărcat aproape la aceeași valoare a tensiunii RF și în acest caz descărcarea fiind, de la o perioadă la alta a semnalului de FI, foarte lentă. Eezultă de aici că în situația unui semnal mo- dulat, condensatorul o dată încărcat la vîrful de demodulație se descarcă lent, tensiunea la bornele grupului Rd Cₐ nu mai urmărește înfășurătoarea de modulație și apar deformări ale semnalului cunoscute sub denumirea de dis- torsiuni de neurmărire (fig. 8.8, b). într-adevăr, dacă viteza de descărcare a condensatorului este mai mică decît viteza de variație a înfășurătoarei de modulație, atunci, la trecerea de la un impuls la altul, se poate întîmpla ca impulsul al doilea să nu ajungă la nivelul la care se află în acel moment ten- siunea de pe condensator, și în consecință polaritatea nu se va schimba, iar dioda nu se va mai deschide. Din această cauză tensiunea la ieșire nu va mai urmări profunzimile de modulație, deci nu va mai fi urmărită forma reală a înfășurătoarei de modulație ca în figura 8.8, a și semnalul la ieșire va fi distorsionat. Este evident că variația mai rapidă a impulsurilor are loc cînd frecven- ța modulatoare este mai mare și cînd gradul de modulație este de valoare mai ridicată. Există așadar un grad de modulație critic mc la care apar distorsi- unile de neurmărire, bineînțeles pentru o frecvență modulatoare fₘ dată. Fig. 8.8. Apariția distorsiunilor de neurmărire: a - semnal normal; b - semnal distorsionat. 169 în consecință, determinarea elementelor Rd, Cd mai este legată și de para- metrii mc, fₘ, relația între ele fiind exprimată sub forma : FdCd mc (8-9) Această relație trebuie corelată cu relația (8.4). • Distorsiuni datorate caracteristicii neliniare a diodei de detecție, într-adevăr, la nivele mici ale semnalului aplicat, detecția se realizează în zona curbă a caracteristicii diodei (detecție parabolică), în acest caz factorul de distorsiuni atingînd valori egale cu 0,25 din gradul de modulație al semna- lului aplicat. Din această cauză se evită detecția parabolică, semnalul aplicat detectorului fiind mai întîi amplificat suficient spre a se realiza astfel o detecție liniară. • Distorsiuni de neliniaritate datorate diferenței de valori dintre rezistența de detecție în curent continuu și rezistența de detecție în curent alternativ. Din cauza acestei neconcordanțe astfel de distorsiuni pot apărea chiar și la un detector cu detecție liniară. în figurile 8.5, b și 8.7, b sînt prezentate cele două tipuri de detectoare la care rezistența de sarcină în curent conti- nuu este diferită de cea în curent alternativ. Se consideră că tensiunea Ud aplicată la primul etaj AF este practic egală cu tensiunea Ud obținută de la demodulator, ceea ce impune ca : i Wm min Cc < R (8.10) Fig. 8.9. Caracteristicile statice de demodulare. este frecvența de modulație minimă, iar R are valoarea : Rₜ -RinT R = ---------------- ^1+ Rin, (8.H) RinT reprezentînd rezistența de intrare a tranzistorului amplificator la care este conectată ieșirea detectorului. Rezistența de sarcină Rcc în curent continuu este egală cu Rd. Rezistența de sarcină Rcₐ în curent alternativ este egală cu : <⁸-¹²) unde R are semnificația dată în relația (8.11). Se figurează aceste rezistențe de sarcină în planul caracteristicilor statice de demodulare (fig. 8.9), care reprezintă dependența curentului demodulat Id de tensiunea demodulată Ud, pentru diverse valori constante ale tensiunii purtătoa- re UP. 170 Se consideră în primă aproximație că rezistența totală de sarcină a de- tectorului este numai Rcc. în acest caz se duce prin originea caracteristicilor Idi o dreaptă cu înclinarea față de verticală egală cu RcC. Dacă se aplică un semnal nemodulat de valoare Uₚ = UPW funcționarea cu semnal se face de-a lungul acestei drepte, în jurul punctului Jlf, rezultat din intersec- ția caracteristicii Uᵥ— Uₚ₀ cu dreapta de sarcină Rcc- în condițiile în care se aplică un semnal modulat, amplitudinea lui UP se mărește cu valoarea cores- punzătoare gradului de modulație m, funcționarea demodulatorului făcîn- du-se între limitele A [corespunzător lui UP(14-m) = UₚM] și B [corespun- zător lui Uₚ (1—m) — Uₚₘ\. Tensiunea demodulată obținută este UAₙ (cur- ba 1 din fig. 8.9). Dacă se consideră rezistența de sarcină reală a detectorului adică Rcₐ, atunci din punctul de vedere al curentului continuu (deci față de purtătoare) sarcina dectectorului este numai Rcc și punctul de funcționare pe caracteristică este în Jf. Pentru semnalul modulat sarcina de detecție este Rcₐ și deci din acest punct de vedere funcționarea demodulatorului se face între limitele A' [corespunzător lui 17^(1 +?n) = UₚM] și B' [corespunzător lui UP (1— m) = U^. Tensiunea demodulată în acest caz este UAFᵢ (cur- ba 2 din fig. 8.9) și este mai mică decît UAF₁, de unde rezultă că situația este echivalentă cu aceea a unui grad de modulație mai mic. în plus apare și peri- colul deformării undei detectate, prin intrarea cu semnalul în zona neliniară a caracteristicilor de demodulare. Pentru rezolvarea acestei probleme se impune ca valoarea lui Rcₐ să nu scadă cu mult față de Rc„ adică efectul de șuntare al lui Rₐ de către R să fie redus la minimum, impunîndu-se pentru aceasta ca : 3. ETAJELE DE DETECȚIE ALE RADIORECEPTOARELOR CU TRANZISTOARE în figura 8.10 este prezentată schema de principiu a unui etaj detec- tor utilizat pentru radioreceptoarele cu tranzistoare. Tensiunea de FI se aplică diodei detectoare prin intermediul bobinei care adaptează totodată rezistența de intrare a detectorului la rezistența circuitului primar acordat L, C. Fig. 8.10. Schema de principiu a unui detector pentru radioreceptoare cu tranzistoare. 171 Raportul de transformare este coborîtor, în schimb se transferă o pute- re mai mare, iar factorul de calitate al filtrului de FI este de valoare mai ri- dicată decît cel în absența adaptării. Rezistența de sarcină în curent continuu a detectorului este formată din rezistența Rᵣ și potențiometrul R₂. Impedanța de intrare a tranzistoru- lui amplificator fiind mică (de ordinul a 1—2 kQ) pentru ca modificarea sarcinii detectorului în curent alternativ să nu fie prea mare, rezistența R₂ a potențiometrului se ia de același ordin de mărime cu aceasta. Dealtfel rezis- tența de sarcină nu poate fi luată de valoare mult prea mare și din cauza fap- tului că ar ajunge astfel comparabilă cu valoarea rezistenței inverse a di- odei de detecție. Utilizarea rezistenței Rᵣ ca parte componentă a sarcinii de detecție se justifică prin aceea că în lipsa acesteia, la poziția maximă a potențiometrului de volum, rezistența echivalentă de detecție ar ajunge la o valoare foarte redusă, în această poziție Rᵢₙ șuntînd cel mai mult sarcina de detecție. Introducerea în montaj a rezistenței Rᵣ duce însă la o pierdere suplimentară de putere utilă în AF, ceea ce face ca randamentul detecției să se reducă. Pentru creșterea randamentului de detecție se utilizează condensatorul Cₓ care, în timpul alternanței pozitive a semnalului de FI, cînd dioda D con- duce, se încarcă. în timpul în care dioda nu conduce, condensatorul C\ se descarcă prin rezistența Ri + R^ tensiunea la bornele sale urmărind forma înfășurătoarei de modulație. Pentru a se menține constanta de timp a grupului de detecție la valoa- rea necesară, condensatorul C± are o capacitate de ordinul zecilor de nano- farazi și se determină cu ajutorul relației : —— < < --—X¹-— (8.13) cop m unde = 27t/p,yₚ fiind frecvența purtătoarei semnalului de FI; R = + + R₂ rezistența de sarcină; = 2vfₘ, fₘ fiind frecvența modulatoare maximă a semnalului audio; ni — gradul de modulație. Rezistența Rₓ constituie totodată, împreună cu condensatorul C₂, un filtru pentru componentele de FI. Evident, rezistența Rᵣ, avînd în vedere justificarea sa în montaj pentru AF, are o valoare mică pentru a nu prelua o parte prea mare din tensiunea utilă; în schimb, condensatorul C₂ are o, valoare mare (fig. 8.9), pentru ca filtrul să fie eficient, dar nici prea mare ca să nu influențeze caracteristica de AF la frecvențele audio superioare. Avînd în vedere că impedanța de intrare a etajului amplificator de AF este de valoare relativ mică, condensatorul de cuplaj C₃ se alege de valoare ridicată (ordinul zecilor de microfarazi). Din cauză că uneori rezistența de sarcină echivalentă în curent alter- nativ, Rcₐ : Rcₐ = Rᵣ + R^ + Hi + Rin este mai mică decît rezistența R în curent continuu, la grade mari de modu- lație a semnalului aplicat la detector, apar în montaj distorsiuni de nelini- aritate. Mărirea rezistenței Rᵣ permite ca rezistența de sarcină în curent 172 alternativ să prezinte variații mici. Creșterea rezistenței peste anumite limite duce însă la o pierdere importantă de putere în AF și din această cauză este necesar să se realizeze un compromis. 4. ETAJELE DE DETECȚIE ALE RADIORECEPTOARELOR CU TUBURI ELECTRONICE Schemele mai frecvent utilizate sînt cele de tip serie, aceasta datorită faptului că, în comparație cu cele de tip derivație, produc o amortizare mai mică circuitului de FI. în figura 8.11 este prezentată schema de principiu a unui etaj detector, utilizat pentru radioreceptoarele cu tuburi. Tensiunea de FI care apare la 777W, Fig. 8.11. Schema de principiu a unui detector pentru radiore- ceptoare cu tuburi electronice. bornele secundarului filtrului de FI se aplică diodei D, montată în serie cu sarcina de detecție RdCd. Dintre componentele rezultate la detecție, la potențiometrul Rᵥ ajung numai cele de J..F, pătrunderea componentelor de FI fiind oprită de filtrul trece jos Rₜ, Cf. Blocarea accesului componentei de curent continuu rezultată la detec- ție, către etajul de AF, se realizează prin condensatorul Cₑ, evitîndu-se în acest fel modificarea polarizării etajului la care se aplică semnalul de AF, furnizat de etajul detector. Pentru separarea tensiunii de RAA se utilizează filtrul RC cu o con- stantă de timp de valoare ridicată (zeci de ms), care urmărește variațiile lente ale tensiunii de purtătoare. Datorită cuplajului etajului detector cu etajul amplificator de AF, a cărui rezistență de intrare nu se manifestă în curent continuu, ci numai în curent alternativ, apare o sursă de distorsiuni de neliniaritate. într-adevăr, pentru purtătoare, care la detecție dă o componentă continuă, sarcina de de- tecție este numai rezistența Rₐ, pe cînd în curent alternativ sarcina de detec- ție echivalentă Rcₐ este compusă din rezistența Rd, în paralel cu rezistențele 173 Uf + Rₚ, reactanța condensatorului de cuplaj Cc avînd o valoare neglijabilă în curent alternativ Rea Rd (Rf "I" Rp) Rd Rp Rd + Rf + Rp Rd~^r Rp (8.14) deoarece R„ < Rf = 50.. .100 kQ, Rₚ = 1 MD). Valorile diferite ale sarcinii detectorului pentru purtătoare, respectiv pentru semnalul modulat, conduc la modificări diferite ale caracteristicii dinamice a detectorului, producînd distorsiuni. Este evident că acest tip de distorsiuni apar numai la semnale mari de AF, adică la grade de modulație mari. Ele sînt specifice detectorului și nu depind de frecvență, avînd un ca- racter cu atît mai pronunțat cu cît rezistența Ră este mai mică decît Rcₐ. Reducerea valorii sarcinii de detecție pentru semnalul modulat, în compa- rație cu cazul în care se aplică numai purtătoarea, duce la situația că benzile laterale ale semnalului modulat sînt redate cu un nivel mai mic decît sem- nalul de purtătoare, aceasta datorită amortizării diferite a filtrului de FI, situație echivalentă cu reducerea gradului de modulație al semnalului de FI. Efectul este cu atît mai puternic cu cît diferența între rezistența detec- torului în curent continuu și cea în curent alternativ este mai mare. C. DEMODULATOARE PENTRU SEMNALE MODULATE ÎN FRECVENȚĂ Avînd în vedere structura semnalului modulat în frecvență (v. relația, 8.2), demodularea acestuia urmează o cale mai complexă decît cea din cazul semnalului cu MA. Două sînt procedeele mai importante în demodularea semnalelor MF,. primul, cel mai frecvent utilizat, constînd în transformarea semnalului cu MF intr-un semnal cu MA și detectarea acestuia din urmă, al doilea constînd în obținerea semnalului modulator (semnalului de AF) direct din semnalul MF. 1 . TIPURI DE DEMODULATOARE PENTRU SEMNALE CU MF Schemele reprezentative de demodulatoare utilizate în radioreceptoa- rele de radiodifuziune sînt următoarele : — demodulatorul de frecvență cu circuit oscilant dezacordat; — discriminatorul de fază; — detectorul de raport. a. Demodulatorul de frecvență cu circuit oscilant dezacordat Cea mai simplă cale de realizare a unui demodulator pentru semnale MF constă în a folosi un montaj detector la care semnalul de FI —MF este aplicat la un circuit de FI dezacordat, care adică are frecvența de rezonanță /odiferită de frecvența intermediară fₜ. Schema de principiu a unui astfel de detector este prezentată în figura 8.12, a. Dacă etajul amplificator de FI,, echipat cu tranzistorul are, de exemplu, circuitul oscilant de sarcină, L C acordat pe o frecvență/₀ mai mare decît frecvența semnalului aplicat 174 la intrare atunci la ieșirea sa se obține un semnal amplificat care are, pe lingă modulația de frecvență, și o modu- lație de amplitudine, într-adevăr, banda de frecvență a semnalu- lui recepționat nu mai este așezată pe virful curbei de selectivitate a circuitului de sarcină, ci pe flancul ei (fig. 8.12,6). Rezultatul este că frec- veuțele cele mai depăr- tate de frecvența de a- cord vor fi mult mai puternic atenuate de- cît cele apropiate. în felul acesta este creată o corespondență între nivelul componentelor semnalului și frecvența lor (fig. 8.12, c). Dacă se ține seamă de faptul că la modulația de frecven- ță o modulație puternică înseamnă o deviație de frecvență mai mare, prin această transformare se obține și o modulație în amplitudine (fig. 8.12, d) care, detectată, reproduce semnalul mo- dulator. în figura 8.12, a semnalul obținut la ie- șirea amplificatorului de FI este detectat cu un de- tector cu detecție paralel (grupul Cg, Eg și dioda D). Principalele dezavan- taje ale acestui montaj constau în liniaritatea redusă a transformării și în randamentul scăzut al etajului detector MF, adică necesită amplificări mari atît în etajele ante- rioare cît și în cele urmă- toare. Fig. 8.12. Demodulator de frecvență cu circuit oscilant dezacordat: schema de principiu; b, c, a - explicarea modulul in care Be produce transformarea modulației de frecventă in modulația de amplitudine, cu ajutorul unui circuit oscilant dezacordat. 175 b. Discriminatorul de fază Schema discriminatorului de fază este prezentată în figura 8.13. Circu- itele Zₙ G și Z₂, C₂ sînt acordate pe frecvența intermediară FI — MF. Condensatorul C este utilizat pentru transmiterea tensiunii de frecvența in- termediară , din circuitul primar în cel secundar. Bobina L₂, mult mai mare decît L₂, este conectată, din punctul de vedere al curentului alternativ, pe circuitul primar. Așa cum rezultă din figura 8.13, la dioda se aplică o tensiune Uₙ = U₁ -f- iar la dioda D₂ o tensiune UD₂ = U₁ —. Discriminatorul de fază funcționează pe principiul transformării sem- nalului modulat MF în semnal modulat MA și detectoarea acestuia din urmă. Fig. 8.13. Schema de principiu a unui discriminator de fază. Cînd frecvența semnalului fₛ este egală cu frecvența/₄ de acord a circu- itelor, tensiunile aplicate pe cele două diode sînt egale și, datorită modului de conectare a diodelor în montaj, cele două tensiuni obținute după detecție U₃ și fiind egale și de sens contrar, se anulează. într-adevăr, în acest caz tensiunea electromotoare E, indusă în secundar (fig. 8.13), care este totdea- una în antifază cu tensiunea U₁ de pe primar, dă naștere unui curent I₂, în fază cu ea, la frecvența de rezonanță reactanta circuitului secundar fiind nulă. Curentul I₂ produce la bornele inductanței secundare două tensiuni în antifază și decalate față de curent cu 90° (fig. 8.14, a). în acest caz vectorii tensiunilor totale și UD₂ sînt egali în modul. Cînd frecvența semnalului nu este egală cu frecvența de acord a circu- itelor, faza tensiunii — se schimbă, în timp ce faza tensiunii rămîne con- stantă. Dacă frecvența semnalului este mai mare decît frecvența fₜ, curentul I₂ este decalat în urmă cu un unghi oarecare cp față de forța electromotoare E, în acest caz impedanța circuitului oscilant serie avînd un caracter induc- tiv (fig. 8.14, b). Din diagrama vectorială se observă că UD\ este mai mare decît la ieșirea discriminatorului de fază, diferența între tensiunile și UD₂ fiind diferită de zero, se obține o tensiune pozitivă. 176 în mod analog se poate reprezenta diagrama vectorială pentru cazul cînd frecvența semnalu- lui este mai mică decît/,, situație în care impe- danța circuitului oscilant serie are un caracter capacitiv, curentul 1₂ este decalat înainte față de tensiunea E (fig. 8.14, c) iar tensiunea de ieșire a discriminatorului este negativă. Dacă se reprezintă grafic variația tensiunii la ieșire în funcție de deviația de frecvență, se obține curba din figura8.15care are aluralitereiS. Această curbă are între cele două extreme o zonă cu un pronunțat caracter liniar și o pantă care este dependentă de parametrii B, L, C ai schemei electrice. în această zonă liniară se poate obține o funcționare a discriminatorului în condiții corespunzătoare. Principalul dezavantaj al discriminatorului de fază îl constituie faptul că acesta reacționează nu numai la variația frecvenței semnalului, ci și la variația amplitudinii lui. într-adevăr, în cazul în care sub acțiunea semnalelor parazite, se modifică mărimile L\ și U₂, se modifică în mod corespunzător și tensiunea de ieșire a detectoru- lui, excepție făcînd numai cazul semnalelor de frecvență egală cu cea intermediară, cînd la ieși- re semnalul este nul. Din această cauză, pentru a nu compromite avantajele sistemului cu modu- lație de frecvență, discriminatorul de fază este asociat cu un etaj limitator, care să asigure la ieșire un semnal de amplitudine constantă, in- dependent de nivelul semnalului aplicat. Un ase- Fig. 8.14. Diagramele vec- toriale ale funcționării unui discriminator de fază ° — îs = fit b — fs > ii: c - fs < fi- menea etaj complică și ridică prețul de cost al radioreceptorului, din care cauză în montajele uzuale de radioreceptoare această schemă este evitată. Fig. 8.15. Curba în S a discriminatorului de fază și explicarea grafică a funcționării sale 177 e. Detectorul de raport Spre deosebire de discriminatorul de fază, detectorul de raport îndepli- nește simultan două funcții și anume : demodularea semnalului MF și supri- marea modulației de amplitudine parazite. Din această cauză este cel mai folosit montaj în radioreceptoarele eu modulație de frecvență. Detectorul de raport (fig. 8.16) are ca dispozitiv de transformare a mo- dulației de frecvență în modulație de amplitudine două circuite oscilante cuplate {L-fii și Lfi₃), acordate pe frecvența intermediară și o bobină auxi- Fig. 8.16. Schema de principiu a unui detector de raport. liară L₃, cuplată strîns cu bobina primară Lᵣ. Principiul de funcționare este asemănător cu cel al unui discriminator de fază, cu mențiunea că, datorită conectării în serie a diodelor, tensiunile pe condensatoarele C₃, C₄ se însu- mează iar tensiunea la bornele condensatorului electrolitic este egală cu suma tensiunilor de la condensatoarele C₃ și C₄. La frecvența semnalului egală cu frecvența de acord a circuitelor, întru- cît rezistențele de sarcină S₃ și sînt alese de valori egale, ele împart în două tensiunea Ucₑ de la condensatorul electrolitic Cₑ. Condensatoarele C₃ și C₄ se încarcă de asemenea la tensiuni de valoare egală și egale cu jumă- tatea tensiunii Ucₑ. în acest caz tensiunea de AF este egală cu zero. Cînd frec- vența semnalului variază, tensiunile la condensatoarele C₃ și C₄ sînt diferite între ele, ceea ce arată că și curenții alternativi Iᵣ și /₂ care circulă prin condensatorul C₅ (fig. 8.16) nu sînt egali, și dau, prin diferența lor, un semnal de audiofrecvență la ieșire, de unde rezultă că acest tip de montaj are o efi- ciență scăzută ceea ce reprezintă un dezavantaj. Întrucît U₃ și Uₜ variază în funcție de tensiunile aplicate la diodele D₁ și I)₂, adică, cu toate că U₃ + Ui — Uc<;, raportul — variază în dependență Ut cu variația de frecvență, acest tip de demodulator MF poartă denumirea de detector de raport. Datorită constantei de timp mari a circuitului de încărcare a condensa- torului electrolitic, tensiunea la bobinele sale rămîne constantă și nu variază 178 în ritm cu modulația sau variațiile de scurtă durată ale nivelului semnalului MF, sub acțiunea perturbațiilor. Această acțiune de limitare de amplitudi- ne a detectorului de raport se realizează datorită faptului că atunci cînd am- plitudinea semnalului de la intrare, datorită unei perturbații, crește sau scade, potențialul punctului I față de masa (punctul 2) nu variază (fig. 8.16). în- tr-adevăr, la apariția unei perturbații, manifestată prin creșterea relativ brus- că a tensiunii aplicate tranzistorului Tᵥ și apoi detectorului de raport, ambele tensiuni, atît cea din primar cît și cea din secundar, cresc. Curentul mediu prin diode crește și surplusul față de valoarea anterioară este absorbit de conden- satorul Cₑ. Tensiunea AF nu va fi afectată deoarece condensatorul C₅ se în- carcă cu diferența curenților diodelor, care rămîne aceeași. Prin creșterea cu- rentului mediu al diodelor și prin absorbția surplusului de energie de către condensatorul Cₑ, rezistența de intrare a detectorului de raport scade. în acest fel, datorită creșterii amortizării se reduce și impedanța de sarcină a etajului amplificator FI și deci amplificarea sa scade. La reducerea bruscă a tensiunii aplicate, curențiiprin diode scad, con- densatorul Cₑ debitînd în acest caz un curent prin rezistențele de sarcină R₃ și R^ Rezistența echivalentă de intrare a detectorului crește, energia ab- sorbită de acesta fiind mai mică și deci amortizarea circuitului scade. Impe- danța sarcinii crește și, ca o consecință, crește și amplificarea etajului, com- pensînd scăderea tensiunii aplicate. Rezultă din cele prezentate mai sus că modificarea valorii rezistenței de amortizare a circuitului oscilant, datorită modificării regimului de funcțio- nare al diodelor, are drept urmare o variație între anumite limite a fac- torului de calitate al circuitului secundar. Gradul de suprimare a modulației parazite de amplitudine este cu atît mai mare cu cît factorul de calitate în sarcină al circuitului este mai mare. Creșterea factorului de calitate conduce însă la micșorarea porțiunii liniare a caracteristicii în S, lucru ce nu este de dorit și de aceea se recurge la un compromis la fel ca și în cazul stabilirii valorilor rezistențelor de sarcină care, dacă sînt luate prea mici reduc sensibilitatea discriminatorului, iar dacă sînt prea mari reduc efectul de liniaritate al detectorului. Principalele dezavantaje ale detectorului de raport sînt legate de necesi- tatea folosirii unor piese cu toleranțe strînse și de reglajul complicat și pre- tențios. De asemenea, coeficientul de transfer al detectorului de raport este mai mic decît al discriminatorului de fază, ceea ce face ca tensiunea de AF de la ieșirea detectorului de raport să fie de două ori mai mică decît cea de la discriminatorul de fază. Aceasta nu are totuși o importanță prea mare în astfel de cazuri, amplificările în AF puțind fi realizate suficient de mari pentru a compensa această reducere de la detecție. O calitate importantă a detectorului de raport constă în aceea că el func- ționează normal și asigură suprimarea modulației de amplitudine parazite chiar la tensiuni de zeci de milivolți aplicate la intrarea etajului amplifica- tor, spre deosebire de limitator pentru a cărui funcționare normală îi sînt necesare la intrare tensiuni de ordinul volților. Un alt avantaj al detectorului de raport este că furnizează o tensiune continuă filtrată, care poatej servi pentru RAA și pentru indicarea acor- dului exact al radioreceptorului pe emisiunea dorită. 179 2. ETAJE DISCRIMINATOARE DE FRECVENȚĂ UTILIZATE ÎN RADIORECEPTOARELE MA-MF CU TRANZISTOABE Discriminatorul din radioreceptoarele cu tranzistoare impune necesita- tea de adaptare cu etajele ce îl preced și îl urmează, în radioreceptorul cu tranzistoare aceste etaje prezentînd impedanțe relativ mici. în cazul unor astfel de radioreceptoare tipurile principale sînt discri- minatorul de fază și cel de raport, răspîndirea cea mai mare avînd-o cel din urmă. în scheme practice de radioreceptoare este întîlnit atît detectorul de raport simetric cît și cel asimetric și care nu diferă principial între ele. în figura 8.17 este prezentată schema de principiu a unui detector asi- metric, utilizat într-un radioreceptor MA-MF. Fig. 8.17. Schema de principiu a unui detector de raport din radioreceptoarele cu tranzistoare. Bobina Lₛ este strîns cuplată cu bobina Lᵥ Tensiunea aplicată fiecărei diode este egală cu tensiunea de la bornele bobinei terțiare L₃, care este în fază cu tensiunea din circuitul primar al transformatorului de FI, adunată cu jumătatea tensiunii de FI din circuitul secundar. Circuitele de detecție și limitare sînt similare cu cele de la montajele prezentate anterior. Rezisten- țele R₇ și Bg, ce se află în serie cu condensatorul de mare capacitate C₇, ser- vesc pentru compensarea eventualelor diferențe dintre cele două diode se- miconductoare. Pentru creșterea posibilităților de reglaj, una dintre aceste rezistențe este realizată semireglabilă. La masă a fost conectată borna de minus a condensatorului electrolitic C₇. Tensiunea pozitivă față de masă, la care se încarcă acest condensator, este utilizată pentru Ii A A, fiind aplicată unui tranzistor amplificator de FI drept polarizare suplimentară a bazei. Tensiunea de AF este culeasă între punctul M și masă (fig. 8.17), semnalul fiind aplicat la etajul de AF prin grupul de dezaccentuare R₆, C₆. La astfel de montaje condensatoarele de acord ale circuitului primar și secundar au valori suficient de mari pentru capacități, astfel că efectul capacităților pa- razite de ieșire ale tranzistorului amplificator și diodelor poate fi neglijat. 180 3. ETAJE DISCRIMINATOARE DE FRECVENȚĂ UTILIZATE ÎN RADIORECEPTOARELE MA-MF CU TUBURI ELECTRONICE Cum radioreceptoarele produse în prezent au canalul de MF asociat cu cel de MA, montajele practice de discriminatoare folosesc scheme care permit cea mai simplă comutare de la un regim de lucru la altul și care se pretează cel mai ușor la utilizarea de tuburi multiple comune celor două ca- nale. Din această ultimă cauză în majoritatea schemelor sînt utilizate dis- criminatoare în montaj nesimetric. în figura 8.18 este prezentată schema de principiu a unui detector de raport, în forma întîlnită în schemele curente de radioreceptoare,fiind pre- zentate totodată și circuitele pentru detecția de MA. Fig. 8.18. Schema de principiu a unui detector de raport utilizat pentru radioreceptoarele cu tuburi electronice. Referindu-ne la calea de MF, semnalul de FI se aplică etajului discri- minator prin transformatorul de FI (L₁C₁, și bobina auxiliară L^). Diodele și D₃ sînt diodele pentru detecția MF. Deși montajul discrimina- torului este asimetric, totuși principiul de funcționare al acestui detector este similar cu al celui prezentat în figura 8.16. Nesimetria montajului este reclamată de utilizarea tubului multiplu FABC 80, care nu dispune de catozi separați pentru cele două diode destinate detecției MF, și de nece- sitatea reducerii, din motive de economie, a unor piese electrice din montaj (de exemplu sarcina detectorului este constituită dintr-o singură rezisten- ță : -K5). în ceea ce privește semnalul de AF, acesta este obținut de punctul A al detectorului de raport și, înainte de a se aplica amplificatorului de AF, este trecut printr-un filtru trece jos C₈) pentru suprimarea semnalului de FI, același filtru servind totodată și la dezaccentuarea frecvențelor înalte din semnalul de AF. Pentru ca dezaccentuarea la recepție să se facă în bune condiții, filtrul li^ C& trebuie să aibă o anumită constantă de timp apropiată de valoarea normalizată (r — 50 (îs). 131 Tensiunea continuă obținută la bornele condensatorului C₉ este utili- zată pentru HA A și, în unele cazuri, pentru comandarea indicatorului op- tic de acord. Pentru compensarea eventualelor diferențe între cele două diode ale detectorului de raport este utilizată rezistența semireglabilă P₃. în ultima vreme etajul discriminator din radioreceptoarele cu tuburi este realizat cu diode semiconductoare, acestea prezentînd avanta jul rea- lizării unui montaj compact, ce poate fi ecranat electric și care deci poate avea o funcționare mai stabilă. D. ROLUL MODIFICĂRII PARAMETRILOR PIESELOR ASUPRA PERFORMANȚELOR ETAJULUI DEMODULATOR 1. VERIFICAREA ETAJULUI DEMODULATOR a . Verificarea circuitelor Verificarea circuitelor se face cu ohmmetrul, radioreceptorul fiind nea- limentat. Se urmărește continuitatea cablajului, a înfășurărilor transforma- toarelor FIMA-MF, validitatea rezistențelor. Pentru radioreceptoarele cu tranzistoare verificarea cu ohmmetrul este neindicată. b . Verificarea în regim dinamic Performanțele etajului demodulator se verifică și se restabilesc numai sub semnal. Metodele uzuale au în vedere caracteristicile generatorului și aparatelor de control conectate la ieșire. După tipul generatorului și al apa- ratelor de contrai utilizate se pot aplica următoarele metode: — metoda selectografului; — metoda generatorului de semnale modulate în fracvență și a mili- voltmetrului electronic; — metoda generatorului de semnale modulate în amplitudine; — metoda generatorului de semnale nemodulate. Metodele enumerate ajută la restabilirea performanțelor etajului demo- dulator în ceea ce privește curba de selectivitate și curba „S“ a detectorului de raport. Acestea sînt probleme de acord-aliniere a transformatoarelor FI-MA-MF. 2. MODIFICAREA VALORILOR ELEMENTELOR DE CIRCUIT ȘI ALE PIESELOR ASUPRA ETAJULUI DEMODULATOR Analiza se referă la schemele prezentate în figurile'8.17 și 8.18. a. Rolul pieselor din lanțul MF Din cauza condițiilor diferite de adaptare a detectorului de raport la etajele ce îl preced, o parte din piesele cu funcțiuni similare au valori diferi- te în cele două scheme. 182 Cᵣ formează circuitul primar al filtrului FIₘf și furnizează semnal detectorului de raport. Modificarea valorii capacității și a rezistenței de izolație a lui C± provoacă dezacordarea filtrului și implicit duce la creșterea nivelului de zgomot (se manifestă printr-un fîșîit supărător), în timp ce pre- cizia acordului scade. în această situație reacordarea primarului nu mai poate avea loc. L₂, C₂ formează circuitul secundar al filtruluiFIₘf necesar detectorului de raport. Modificarea valorii C₂ se manifestă prin creșterea zgomotului de rețea și a distorsiunilor, în timp ce sensibilitatea scade. Sensibilitatea maxi- mă nu mai corespunde cu manifestările indicatorului optic de acord. L₃ este inductanță filtrului cuplată inductiv cu Lᵣ. Tensiunea la bornele acesteia este în fază cu tensiunea la bornele circuitului Cᵣ și defazată față de tensiunea la bornele circuitului L₂, C₂. R₇, Rₐ (100 O la 2 kQ) din figura 8.17 au rolul de simetrizare a montaju- lui și de echilibrare a diodelor. O valoare mai mică contribuie la deplasarea punctului de zero de pe caracteristica detectorului de raport, datorită capaci- tăților parazite ale diodelor și D₂. O valoare mai mare afectează negativ sensibilitatea (crește atenuarea detectorului). R₉ din figura 8.17 și E₅ din figura 8.18 (30 la 50 kQ) este rezistența de sarcină a detectorului de raport. împreună cu condensatorul de capacita- te mare Cₑ (fig. 8.16), C₇ (fig. 8.17) și C₉ (fig. 8.18) conlucrează la suprima- rea modulației parazite de amplitudine și a paraziților. Explicația con- stă în modificarea rezistenței de intrare a detectorului de raport în funcție de variațiile de amplitudine datorate fie modulației de amplitudine, fie semna- lelor perturbatoare. Odată cu creșterea semnalului ca amplitudine, crește curentul mediu prin diode, însă acesta este preluat de C₇, C₉ sau Cₑ (amorti- zare mare a filtrului FI). Cînd amplitudinea scade, valoarea curentului mediu prin diode scade și C₇, C₉ și Cₑ debitează pe rezistența de sarcină (amortizare mică a filtrului FI). Astfel se explică de ce tensiunea la bornele acestor condensatoare rămâne practic la o valoare constantă. Variațiile de amplitudine pot fi limitate satisfăcător numai dacă constanta de timp a cir- cuitului R₉, C₇ se încadrează în limitele 0,1 — 0,2 s. Această constantă de timp hotărăște valoarea optimă pentru R₉ și C₇.0 valoare mai mare a lui R₉ îmbunătățește sensibilitatea detectorului, însă înrăutățește suprimarea modulației de amplitudine parazită (crește constanta de timp). O valoare mai mică decît valoarea optimă reduce randamentul detectorului precum și acțiunea de suprimare a modulației de amplitudine, C₇ (fig. 8.17), Cₑ (fig. 8.16), C₉ (fig. 8.18) cu valoarea de 4—10 pF, este condensatorul de stabilizare a amplitudinii tensiunii la bornele rezis- tenței de sarcină E₉. O valoare mai mare sau mai mică decît valoarea optimă afectează capacitățile de suprimare a modulației de amplitudine parazite. R₃, C₇ (fig. 8.18) alcătuiesc filtrul trece-jos FIₘf. Valoarea rezistenței este cuprinsă între 50 și 500 Q, iar valoarea condensatorului între 100 și 600 pF. Pentru radioreceptoarele echipate cu tranzistoare limita superioară a lui C₇ și Cₐ poate ajunge la 10 nF. O valoare mai mare a rezistenței și con- densatorului, duce la îngustarea domeniului de frecvențe înalte audio-re- date. Valori mai mici ale acestor piese favorizează pătrunderea semnalului FIₘf în amplificatorul AF (distorsiuni mari și tendință de instabilitate). E₆, Cₐ (fig. 8.17) și _R₄, C₈ (fig. 8.18) de valori 50-100 kQ și 500 pF ... ... 3 nF, alcătuiesc filtrul de dezaccentuare a frecvențelor înalte audio 183 (uniformizează caracteristica de frecvență în domeniul frecvențelor înalte' audio). Acest lucru este necesar deoarece la emițătoarele cu MF se amplifică în mod voit aceste frecvențe în scopul îmbunătățirii raportului semnal/ /zgomot. Ca atare la recepție după demodulare curba trebuie uniformizată. Constanta de timp R₆, C₈ impusă pentru dezaccentuare corectă este de 0,05 ms. Valori mai mari sau mai mici pentru R₆, Cₛ duc la modificarea sen- sibilității și la înrăutățirea caracteristicii de frecvență. b. Rolul pieselor din lanțul MA L₅ (fig. 8.17) L₅, C₅ (fig. 8.18), C₄, Lᵢ (fig. 8.17 și 8.18) formează filtrul FIMA (transformatorulFIMA). Valorile condensatoarelor C₄și C₅ sînt cuprinse între 100 și 500 pF, au toleranțe de maximum 5 %. Abateri în plus sau minus afectează negativ sensibilitatea, selectivitatea și coeficientul de distorsiuni iar reacordarea circuitelor devine imposibilă. C₆ (fig. 8.17) și Rj, Cₛ (fig. 8.18) cu valorile 0,1 —0,5 M£2 și 100 — 500 pF, formează sarcina detectorului MA. O valoare mai mare pentru Rₜ, Rₓ și mai mică pentru Cₛ, înseamnă favorizarea frecvențelor înalte audio (audiție stridentă) și instabilitatea amplificatorului AF datorită pătrunde- rii frecvențelor FI în etajele AF. La aceste manifestări se adaugă creștereă nivelului de zgomot (fîșîit continuu). La o valoare mare cresc distorsiunile apar sforăituri), ca o consecință a gîtuirii frecvențelor audio înalte. Valoare mai mică pentru Rₓ sau R₃(R₁ < 0,1 MQ) și mai mare pentru (C₃ sau C₆ (C₃>400 pF) înseamnă suprimarea frecvențelor înalte audio (audiție gravă) și micșorarea sensibilității datorită amortizării în proporție mai mare a transformatorului FI-MA. La radioreceptoarele cu tranzis- toare, valoarea rezistenței de sarcină este cuprinsă între 2 și 5 kQ și a con- densatorului de detecție între 3 și 5 nF. F₂, C₃ (fig. 8.18) cu valorile de 40—100 kQ, și 50—150 pF alcătuiesc filtrul trece-jos pentru suprimarea frecvențeiF1MA. O valoare mai mare pen- tru R₂ și C₈ înseamnă atenuarea frecvențelor înalte audio și micșorarea sensi- bilității etajului. Valori mai mici favorizează pătrunderea frecvenței FIMA în etajele AF. La radioreceptoarele cu tranzistoare Rz este de 1—5 k£l și Cₛ de 1—10 nF. Rₛ (0,5—2,5 MD) și (10—100 nF) din figura 8.17 formează circuitul de filtrare a tensiunii RAA. O valoare mai mare pentru R₅ și mai mică pen- tru C₉ înseamnă o creștere a modulației cu zgomot de rețea. O valoare mai mică pentru R₅ și Cg înseamnă micșorarea constantei de timp R₅ și Cg. Aceasta are ca efect creșterea nivelului de zgomote (sensibilitatea excesivă la paraziți) eventual intrarea în oscilație a amplificatoruluiFIMA. O valoare mai mare pentru R₅ și Cg înseamnă creșterea constantei de timp Fₛ, C₉. Aceasta se manifestă prin zone de tăcere și sensibilitate excesivă în procesul de selecție a posturilor. Astfel, un post puternic provoacă creșterea tensiunii de negativare, deci o zonă de tăcere în jurul lui, în timp ce trecerea de la un post slab la unul puternic se face cu sensibilitate excesivă. Recepționarea semnalelor cu nivel mijlociu este perturbată un timp scurt după apariția unor trenuri de paraziți cu nivel mare. 184 c. Etaj demodulator pentru emisiunile stereofonice în ultimul timp, pe lingă radioreceptoarele clasice MA sau MA-MF au intrat în fabricație și radioreceptoarele destinate să recepționeze emisi- unile stereofonice. Evoluția a fost firească și impusă în radiodifuziune de către marele public, obișnuit cu audierea înregistrărilor stereofonice de pe discuri și benzi prin intermediul picupurilor și magnet of oanelor. Etajul de modulare pentru aceste emisiuni reclamă unele perfecționări izvorîte din particularitățile transmisiunilor stereofonice. Astfel semnalul stereo ocupă domeniul de frecvențe cu limita superioară de 53 kHz (față de 15 kHz la emisiunile monofonice MF). Banda de trecere a detectorului de raport trebuie să ocupe circa 500 kHz pentru emisiunile stereo față de 180 kHz pentru emisiunile monofonice MF. între detectorul de raport și circuitul de decodare stereo nu este permis să se introducă filtre BC. Din această cauză grupul BC de dezaccentuare a frecvențelor înalte pentru emisiuni monofonice se conectează după circu- itul de decodare. Coeficientul de distorsiuni pentru emisiunile stereo nu trebuie să depășească 1%. Această cerință impune ca punctul central al •curbei S să corespundă perfect cu frecvența intermediară f₍. Circuitul de decodare și reglarea acestor circuite se va prezenta în capitolul 19. Capitolul 9 AMPLIFICATORUL DE AUDIOFRECVENȚĂ > A. GENERALITĂȚI Rolul amplificatorului de audiofrecvență AF din radioreceptoare este de a amplifica semnalele de frecvență audio corespunzătoare muzicii sau vorbirii, care au constituit semnalul modulator, și de a furniza la ieșire o putere de AF, la valoarea necesară acționării traductorului (difuzor sau cască). în principiu amplificatorul de AF (schema bloc din fig. 9.1) este con- stituit dintr-un amplificator de semnal mic și dintr-un amplificator de sem- nal mare (de putere). Fig. 9.1. Schema bloc a amplificatorului de AF 1 — amplificator de semna) mic; 2 — amplificator de semna) mare; 3 — difuzor. Pentru excitația etajului amplificator de semnal mare (amplificator final) este nevoie la intrarea acestuia de tensiuni și puteri care nu pot fi asi- gurate de către etajul demodulator, întrucît acesta furnizează un semnal prea mic (zeci sau sute de milivolți). Din această cauză semnalul de AF, obținut la ieșirea demodulatorului, este mai întîi amplificat în amplificatorul de semnal mic și apoi aplicat la etajul final. în radioreceptoarele cu tranzistoare amplificatorul de semnal mic con- ține cel puțin două etaje, ultimul etaj al acestui amplificator (etajul prefinal) fiind și amplificator de putere mică, putere necesară excitării etajului final. Restul etajelor din amplificatorul de semnal mic practic nu consumă putere și din această cauză se mai numesc și amplificatoare de tensiune. Pentru a-și asigura în condiții de bună funcționare rolul pe care-1 are în radioreceptor amplificatorul de audiofrecvență, trebuie ca indicii săi calita- tivi să satisfacă o serie de cerințe. Astfel: — Amplificarea de tensiune A {în modul) să fie cît mai mare și cît mai constantă în timp. Trebuie reținut faptul că, prin amplificarea pe care o rea- lizează etajele de AP contribuie și ele la sensibilitatea radioreceptorului, însă această amplificare nu poate depăși o anumită valoare, întrucît, în caz contrar, stabilitatea receptorului nu mai este asigurată și apare pericolul intrării în oscilație a montajului. 186 — Amplificarea de putere Aₚ trebuie să fie mare. în cazul amplifica- toarelor AF cu tranzistoare această mărime este foarte importantă întrucît etajul final necesită totdeauna drept excitație o putere de audiofrecvență. în ceea ce privește puterea utilă maximă a etajului amplificator de sem- nal mare, aceasta trebuie obținută de la elementul activ (tranzistor sau tub) fără să se depășească disipația maximă admisibilă, cu distorsiuni de frec- vență și de neliniaritate mai mici decît valorile impuse. — Banda de frecvențe amplificate să fie suficientă pentru reproducerea în bune condiții a vorbirii și muzicii. Banda audio începe de obicei de la o frec- vență minimă de 60 —120 Hz și se întinde pînă la o frecvență maximă de 5 —15 kHz. Pentru reproducerea vorbirii banda de 300 —2 500 Hz este satis- făcătoare, iar pentru programele muzicale se folosește curent o bandă de frecvențe cuprinsă între 60 și 5 000 Hz pentru amplificatoarele utilizate în radioreceptoarele cu MA și pînă la 15 kHz pentru amplificatoarele utilizate în radioreceptoarele cu MF. Trebuie reținut aici faptul că orice lărgire a benzii de frecvențe atrage după sine o micșorare a amplificării necesitînd deci etaje amplificatoare suplimentare și de aici scumpirea aparatului. — Distorsiunile să fie cît mai mici. Pentru etajele amplificatoare de semnal mic interesează numai distorsiunile de frecvență, cele de fază și cele de neliniaritate, avînd o importanță secundară. într-adevăr, distorsi- unile de fază nu prezintă un interes deosebit pentru că urechea are proprie- tatea de a nu sesiza existența acestor distorsiuni, cît timp ele nu capătă valori exagerat de mari. Distorsiunile de neliniaritate sînt practic neglijabile, întrucît în etajele de semnal mic caracteristicile statice ale tranzistoarelor sau tuburilor pot fi considerate liniare. Distorsiunile de frecvență sînt cele mai importante întrucît ele stabilesc banda de frecvențe a etajului. Distorsiunile de frecven- ță (adică variația valorii amplificării cu frecvența) se datoresc fie reactan- țelor condensatoarelor, fie reactanțelor transformatorului de cuplaj între etaje. Pentru ca etajul amplificator să realizeze banda de frecvențe nece- sară, trebuie ca în interiorul benzii considerate aceste reactanțe sa nu in- fluențeze, prin variația lor, valoarea amplificării sau, în orice caz, să influ- ențeze în limitele dinainte fixate. — Pentru etajele amplificatoare de putere, distorsiunile de neliniaritate capătă o importanță deosebită. într-adevăr, în acest caz, caracteristicile sta- tice ale tuburilor sau tranzistoarelor nu mai sînt liniare și puterea utilă ma- ximă ce se consideră că poate fi obținută de la un etaj final este limitată de distorsiunile de neliniaritate, care nu trebuie să depășească o anumită va- loarea impusă. Practic se admit distorsiuni maxime de aproximativ 10 % (valori uzuale: 5—8%). Problema reducerii distorsiunilor este rezolvată prin utilizarea de elemente active cu caracteristici cît mai liniare și prin folosirea reacției negative. Distorsiunile de frecvență ale etajului amplifica- tor de putere sînt produse de către tub (trazistor) și în special de transfor- matorul de ieșire. Aceste distorsiuni vor fi studiate odată cu analiza etajelor finale cu transformator de ieșire. — Randamentul etajului amplificator să fie cît mai mare. Este o cerință importantă față de un etaj amplificator AF de putere. Randamentul este exprimat prin raportul între puterea utilă de AF (Pᵤ) debitată pe impedanța difuzorului, și puterea în curent continuu (Pₒ) absorbită de etajul amplifi- cator. Cu cît această valoare este mai apropiată de unitate, cu atît este mai 187 mare economia în utilizarea sursei de energie, în special în cazul radiorecep- toarelor alimentate de la baterii. Trebuie reținut însă faptul că totuși condițiile de funcționare ale etaju- lui final se stabilesc în primul rînd din: considerentul de a se obține puterea- utilă maximă, cu gradul de distorsiuni admis și numai apoi se caută ca, pe cît posibil, randamentul să fie cît mai mare. B. AMPLIFICATORUL DE AUDIOFRECVENȚĂ DE SEMNAL MIC Amplificatorul de AF de semnal mic este situat între demodulator și amplificatorul final, rolul său fiind de a realiza o amplificare cît mai mare,, care să se mențină constantă într-o bandă cît mai largă de frecvențe audio și este constituit din unul sau mai multe etaje. Trebuie reținut faptul că în aceste etaje sînt conținute elementele care fac posibilă modificarea, după do- rință, a diverșilor parametri ai audiției, cum sînt, de exemplu, reglajul de volum, reglajul de ton etc. Justificarea constă în aceea că prelucrarea sem- nalului în aceste etaje este comodă și simplu de realizat. 1. AMPLIFICATORUL DE AUDIOFRECVENȚĂ DE SEMNAL MIC CU TRANZISTOARE Amplificatorul de AF de semnal mic cu tranzistoare conține cel puțin două etaje amplificatoare, iar etajul prefinal este și amplificator de putere, această putere fiind necesară excitării etajului amplificator final. Tipurile reprezentative de astfel de amplificatoare de AF sînt ' — amplificatoare cu cuplaj RC ; — amplificatoare cu cuplaj prin transformator ; — amplificatoare cu ieșire simetrică ; — amplificatoare cu cuplaj direct. Din punctul de vedere al modului de conectare al tranzistorului, în aceste amplificatoare se folosește cel mai mult schema cu emitorul comun, un astfel de montaj prezentînd, față, de schema cu baza comună, atît rezistență de intrare mai mare, cît și o amplificare de putere mai mare. în general, în amplificatoarele de AF de semnal mie cu tranzistoare primul etaj se întîlnește, în majoritatea cazurilor, în schema cu emitor co- mun cu cuplaj RC, iar al doilea etaj în schemă cu emitorul comun și cu cuplaj fie direct, fie prin transformator. a. Amplificatorul de AF de semnal mie eu cuplaj prin rezistență-capacitate (RC) în figura 9.2, a este prezentată schema electrică de principiu a unui ast- fel de etaj și modul de cuplare la etajul următor. Este cea mai folosită schemă pentru amplificatoarele de AFcu cuplaj RC. Etajul amplificator este echipat cu tranzistorul Rezistențele R₃ și R₂ reprezintă divizortil care realizează polarizarea bazei tranzistorului Tᵤ iar R₃ este rezistența de 188 tiaj Qmpfift'cohp AFcU. cuplaj PC Fig. 9.2. Amplificator de AF de semnal mic cu cuplaj ₘₑdᵢⱼ țₙ - schema de principiu; b — variația rezistentei de intrare ei a amplificării )a frecvente a funcție de #0. sarcină a amplificatorului. Rezistența R₄ servește pentru stabilizai . ționării tranzistorului față de variațiile de temperatură, iar condensa Cₐ decuplează la masă pe P₄. C₂ este condensatorul de cuplaj cu etajul ui tor, echipat cu tranzistorul 2'₂, iar R₅ și R₆ este divizorul care realizează po- larizarea bazei tranzistorului dar care, în același timp face parte și dm rezistența de sarcină a amplificatorului cu cuplaj RC. Pentru a stabili proprietățile acestui etaj (fig. 9.2, a), referitoare la am- plificare și banda de trecere, se realizează schema echivalentă din figura 9.3, care este valabilă pentru întreaga bandă de frecvențe audio și unde prin s-a notat: Cp = C,ₑfₗ + Cm + Cᵢₙ 2’ (9-1) Referitor la spectrul de frecvențe audio, acesta poate fi împărțit în trei regiuni distincte : frecvențe audio medii (cîteva mii de herți), frecvențe audio inferioare (zeci sau sute de herți) și frecvențe audio superioare (peste cîteva mii de herți). în domeniul frecvențelor audio medii (fig: 9.3) reactanța mare a con- densatorului Cp poate fi neglijată față deRₑ (reprezentat prin grupul paralel al rezistențelor R^, 7?₆, Pⱼₙ₂), cu care se află în paralel (bateria Eₑ reprezintă B D ^2 Fjg. 9.3. Schema echivalentă a amplificatorului din figura 9 2 valabilă pentru întreaga bandă de frecvente audio. 189 un scurtcircuit pentru curentul alternativ și deci Rₑ este conectată la masă). De asemenea, reactanța condensatorului de cuplaj C₂ este mult mai mică decît Rₑ. Rezultă că la frecvențele audio medii rezistențele R^ R₆ și Rᵢₙ₂ sînt conectate în paralel cu R₃. Ținînd seamă de aceste observații circuirul echivalent al unui etaj amplificator la frecvențe audio medii are structura prezentată în figura 9.4, a unde se observă că în acest caz sarcina etajului Rₛ este pur rezistivă și egală cu : —■ = — H-------1---F ' R* Rq Rin 2 (9-2) Fig. 9.4. Sarcina totală a etajului amplificator cu cuplaj RC : a — la frecvente audio medii; & — la frecvente audio inferioare; c — Ia frecvente audio superioare. Ca ordin de mărime Rₛ este de cîțiva kiloohmi, R₆ este de zeci de kilo- ohmi, iar rezistența de intrare Rᵢₙ₂ a tranzistorului T₂ are ordinul de mărime în jurul a 1 kQ. Rezistența de ieșire a tranzistorului amplificator Tᵣ este de ordinul a 50—100 kQ și practic ea nu influențează asupra valorii echivalente a rezistenței de sarcină Rₑ. în ceea ce privește rezistența de colector R₃, aceasta are prin valoarea sa o mare importanță asupra funcționării amplificatorului. Astfel, avînd în vedere că rezistența de intrare Rᵢₙₗ a unui tranzistor depinde de rezistența sa de sarcină (fig.’ 9.2, b) rezultă că este avantajos să se aleagă o valoare mai redusă pentru R„ (deci și pentru R₃). în acest fel, prin creșterea rezisten- ței Rᵢₙₗ este redusă influența acestuia asupra amplificatorului care precede etajul echipat cu tranzistorul Tₓ (fig. 9.2, a). Din graficul prezentat în figura 9.2, b se observă însă că, dacă se aleg pentru rezistența Rₛ valori cuprinse între 1 și 10 kQ, variația rezistenței de intrare Rₜₙₗ este practic neglijabilă și că deci, din acest punct de vedere rezistența de sarcină se poate lua de ordinul zecilor de kiloohmi. Urmărind, pe același grafic, variația amplificării cu rezistența de sarcină, se observă că 190 amplificarea de tensiune a etajului crește odată cu creșterea lui Rₛ, în această privință rezultînd că este de dorit ca Rₛ să fie aleasă de valoare cît mai mare. Practic însă, avînd în vedere valorile celorlalte rezistențe care compun pe Rₛ, această mărime nu poate depăși 500 —800 Q. în aceste condiții, rezultă din calculul amplificării de tensiune Aᵤ că utilizarea pentru i?₃ a unei valori mai mari de circa trei ori Rₛ (adică R₃ > 10 kQ) nu are practic sens, deoarece peste această limită amplificarea se modifică foarte puțin. O valoare prea mare pentru rezistența R₃ prezintă însă dezavantaje din punctul de vedere al pierderii de tensiune continuă la bornele sale, ceea ce duce la reducerea tensiunii pe colectorul tranzistorului amplificator. Impunînd valoarea de tensiune continuă admisă la bornele rezistenței R₃ și avînd cunoscut curentul mediu de colector Ic₀, mărimea necesară pentru R₃ rezultă din relația : Valorile rezistenței R₃ stabilite pe această cale sînt cuprinse între 3 și 10 kQ, ceea ce satisface simultan și condiția de realizare a unei amplificări suficiente. Din cele prezentate mai sus rezultă că rezistența R₃ se va calcula mai întîi din condiția ca tranzistorul amplificator să lucreze în punctul de funcționare dorit. Valoarea astfel obținută urmează să fie adoptată în mon- taj în situația în care se asigură simultan și o amplificare Aᵤ satisfăcătoare. Dacă însă rezultă pentru rezistența R₃ o valoare prea mică (de exemplu R₃ < 3kQ), înseamnă că amplificarea scade prea mult, și, în aceste condiții, se impune să se modifice punctul mediu de funcționare al tranzistorului, spre a se obține pentru R₃ valoarea necesară. în ceea ce privește amplificarea de tensiune Aₒ a etajului amplifica- tor prezentat în figura 9.2, a și exprimată prin parametrii hₑ, aceasta este dată de relația : unde : | __ ^2ie Rș ’ ~hₗₗₑ + MlₑRₛ ^22e — ^12e ^21» (9.3) (9.4) iar Rₛ are semnificația dată de relația (9.2). Așa cum rezultă din schema echivalentă, în domeniul frecvențelor au- dio medii, amplificarea A₀ este constantă, iar caracteristica de frecvență este orizontală (fig. 9.5). în domeniul frecvențelor audio inferioare reactanța condensatorului Cz crește și nu mai poate fi neglijată față de valoarea grupului paralel al rezistențelor R₅, R₆, Rᵢₙ₂ și schema echivalentă în acest caz capătă forma din figura 9.4, b. Odată cu creșterea reactanței condensatorului Cz amplificarea în do- mediul frecvențelor inferioare A} scade față de amplificarea Aₒ de la frec- vențe medii, în acest caz grupul Cz, Rₑ formînd un divizor de tensiune, dato- rită căruia o parte din tensiunea VCE este pierdută la bornele condensato- rului Cz, făcînd ca tensiunea Uz să fie mai mică decît tensiunea Uce- Notând cu R' mărimea : R' = R₃ 4- Rₑ (9.5) 191 Fig. 9.5. Caracteristica de frecvență a amplificatorului cu cuplaj RC a — la frecvente audio medii ei inferioare; & — la frecvente audio medii ei superioare ; c — caracteristica de frecventă pentru întreaga bandă de AF. unde : ___________’ R&Riti2 _______ ^5^6 b A Rfnz (9-6) expresia amplificării în domeniul frecvențelor audio inferioare Aₜ este : j a>j C₂R' (9-7) Modulul acestei amplificări reprezintă caracteristica de frecvență a am- plificatorului în domeniul frecvențelor audio inferioare : Caracteristica de frecvență relativă are expresia = —----------------------------------¹------• (9.9) I Aₒ I 1A , 1 F (coj C,R'f Dacă se admite ca micșorarea amplificării la limita benzii de frecvențe amplificate să fie de 3 dB, adică I A,- ₘjn | _ 1 țg ^0) |AOI H se obține f, =—---------------------------------------- (9.11) - Zt^R’ 192 Valoarea lui R' este de ordinul kiloohmilor și din această cauză (v. rela- ția 9.8) rezultă pentru C₂ o capacitate de cîțiva microfarazi. în figura 9.5, a este prezentată caracteristca de frecvență, la frecvențe audio inferioare. în domeniul frecvențelor audio superioare reactanța condensatorului Cₚ scade și devine comparabilă cu R" (reprezentată prin grupul paralel al rezistențelor R₃, Rₑ), din care cauză nu mai poate fi neglijată. Schema echi- valenta în acest caz capătă forma din figura 9.4, c. Deși tensiunea UCB apare în întregime la ieșire, totuși amplificarea la frecvențe audio superioare Aₛ este mai mică decît Aₒ, aceasta din cauza fap- tului că în paralel pe rezistența R" apare reactanța condensatorului Cₚ, care face ca valoarea impedanței de sarcină a amplificatorului să se reducă. Capacitatea Cₚ are valoarea : cₚ = + Cₘ + Cᵢₙ, (9.12) unde : CiₑSₗ este capacitatea de ieșire a tranzistorului amplificator T₃; Cᵢₙᵢ — capacitatea de intrare a tranzistorului T₂; Cₘ — capacitatea montajului. Notînd cu K" grupul paralel al rezistențelor R₃ și Rₑ adică i _ i i _ i i ii «3 ⁺ «7⁺ K, Rin^ (9.13) expresia amplificării în domeniul frecvențelor audio superioare Aₛ este : _____A»_____ 1 + Jt&sCpR" (9.14) Modulul acestei amplificări reprezintă caracteristica de frecvență a amplificatorului în domeniul frecvențelor audio superioare : I Aₒ| Vi + (««CpK")» (9.15) Caracteristica de frecvență relativă are expresia (9.16) IAJ 1 ia„i vr+ Dacă se admite ca micșorarea amplificării la limita benzii de frecvențe să fie de 3 dB adică ~!A»f»L = JL (9.17) se obține |A„| /2 f, = ------ (9.18) •' 2TtCtR" în figura 9.5, b este prezentată caracteristica de frecvență, la frecvențe audio superioare. Compunînd curbele din figurile 9.5, a și b se obține caracteristica totală de frecvență a unui amplificator cu cuplaj prin rezistență-capacitate (fig. 9.5, c). Raportînd valorile amplificărilor | A,-1 și | AJ la | Aₒ|, se poate trasa o caracteristică de frecvență universală. 13 — C. 493 193 Ca o concluzie finală trebuie reținut faptul că forma caracteristicii de frecvență a amplificatorului cu tranzistoare este determinata de elementele circuitului, la frecvențele joase căderea caracteristicii fiind datorată conden- satorului de cuplare C₂, iar la frecvențe înalte, capacităților parazite C„. b. Amplificatorul de AF de semnal mic cu cuplaj prin transformator De obicei, pentru cuplajul cu etajul final este utilizat un transformator care constituie sarcina preamplificatorului de mică putere (de semnal mic). Schema de principiu cea mai frecvent folosită este prezentată în figura 9.6, a. P incipalele avantaje ale acestui montaj sînt: — permite o realizare a adaptării între preamplificator și etajul final; — datorită transformatorului de cuplaj T„ intrarea etajului final se poate alimenta cu curent de AF relativ mare, fără ca valoarea curentului corespunzător de colector al lui să fie prea mare. Aceasta se realizează prin utilizarea unui transformator de cuplaj cu raport de transformare subunitar. Dealtfel, acest raport subunitar este necesar și pentru adap- tarea rezistenței de intrare mici (sute de ohmi) a tranzistorului final la rezis- tența efectivă de sarcină din colectorul tranzistorului prefinal (mii de ohmi) Fig. 9.6. Amplificator AF de semnal mic cu cuplaj prin transformator : schema de principi b — schema echivalentă In curent alternativ cu transformator; c — schema echivalentă tn curent alternativ cu rezistentă echivalentă de sarcină. 194 Tranzistorul utilizat intr-un astfel de etaj amplificator trebuie să poată fur- niza la, ieșire puterea de AF de cîțiva miliwați necesară pentru excitația etajului final. Practic, tranzistorul funcționează în clasa A cu puterea disipată foarte mică față de puterea maximă disponibilă. Sarcina utilă a amplificatorului echipat cu Tᵣ este constituită din rezis- tența R„ pe care tranzistorul o ,,simte“ între punctele A— B (fig. 9.6, c), valoarea ei rezultînd din condiția obținerii puterii utile (Pᵤ), necesară în circuitul de colector al tranzistorului T±: Rₛ (9.19, a) Raportul de transformare — se alege astfel încît să fie realizată coh- "2 diția (fig. 9.6, b) : (9.19, b) relație în care randamentul transformatorului s-a considerat egal cu unitatea. Avînd cunoscute mărimile Rₛ și Ri^, valoarea raportului de transformare rezultă din relația : (9.20) Cum Riₙₛ este de sute de ohmi, iar Rₛ este de ordinul kiloohmilor, rezultă wi/ⁿ2 egal cu circa 5/1. Pentru calculul amplificării la diverse frecvențe a schemei din figura 9.6, a se recurge la circuitul echivalent din figura 9.7. Semnificația elementelor din montaj este următoarea : Cₘᵢ și Cₘz reprezintă capacitățile distribuite ale montajului; Ci^ și Ci„₂ reprezintă capacitatea de ieșire a tranzistorului Tᵥ respectiv capacitatea de intrare a tranzistorului T₂; RP₁ este rezistența de amortizare care se introduce uneori în paralel pe înfășurarea primară a transformatorului de ieșire; Rₒ este rezistența care reprezintă pierderile în transformator prin histerezis și curenți Foucault; Lᵣ și rᵣ reprezintă inductan- ța bobinei primare a transformatorului, respectiv rezistența sa la frecvențe audio, rezistență care este aproximativ egală cu cea în curent continuu; L₂ și r₂, inductanță bobinei secundare a transformatorului, respectiv rezis- Fig. 9.7. Circuitul echivalent al unui etaj amplificator AF cu cuplaj prin transformator pentru întreaga bandă de frecvențe audio. 195 tenta sa; RᵢH₁, rezistența de intrare a tranzistorului Tz. Avînd în vedere că rₓ Rₒ, Rₒ > RP₁, Rₒ > — și reducînd toate elementele din circuitul ^22 secundar la circuitul primar, circuitul echivalent la frecvențe audio medii este cel prezentat în figura 9.8, a. în ceea ce privește valoarea amplificării unui astfel de etaj, la frecvențele audio medii, aceasta poate fi determinată utilizînd relația (9.3). Ținînd seamă de circuitele echivalente ale transforma- torului la frecvențe audio inferioare și superioare (fig. 9.8, b și c) și rapor- tînd amplificările de la aceste frecvențe, la amplificarea de la frecvențele audio medii, se pot determina mărimile si —Astfel pentru amplifi- IA>I ’ IA₀| carea de tensiune în domeniul frecvențelor audio inferioare (fig. 9.8, «) se găsește următoarea relație : (9.21, a) unde Aₒ este amplificarea de tensiune la frecvențele audio medii, L₁ este inductănța bobinei primarului transformatorului, iar Rₑ are valoarea : Rₑ = Rₛ — Rₛ. (9.21, b) Rezultă din relația (9.21, a) că amplificarea scade la frecvențele audio inferioare, iar frecvența minimă din banda de trecere, la 3 dB, este : 27r/ₐ (9.22) min Fig. 9.8. Circuitul echivalent a unui etaj amplificator AF cu cuplaj prin transformator: u - la frecvente audio medii; b - la frecvente audio inferioare : c — iₐ frecvente audio superioare. 196 In domeniul frecvențelor audio superioare (fig. 9.8, c) devin importante inductanțele de scăpări magnetice (Lₛ) și capacitățile parazite (Cₜ). Valoarea amplificării de tensiune pentru aceste frecvențe este : i I -^o i (9.23) unde reactanța condensatorului Cₜ s-a neglijat întrucit este foarte mare față de rezistența de sarcină R, = j² -^«2- Valoarea lui RUș este dată de relația : ~F ^g &hg 4- hᵢ₂Rg (9.24) în care Rg este rezistența interioară a generatorului de la care se aplică sem- nalul la intrarea tranzistorului T₁ și are expresia : _L = _L ₊ _L+ J_ Rg R^ R₂ ■ R, (9.25) unde -Rj și J?₂ sînt rezistențele de polarizare ale bazei tranzistorului iar Rg este rezistența din circuitul de colector al tranzistorului precedent (fig. 9.6, a). Acest amplificator prezintă, față de amplificatorul RC, dezavantajul că transformatorul are o cădere mai rapidă a caracteristicii de frecvență și este mai scump. c. Amplificator de AF de semnal mie eu ieșire simetrică Dacă etajul final este realizat într-un montaj în contratimp, preampli- ficatorul, datorită cuplajului prin transformator, poate îndeplini rolul unui inversor de fază, adică să realizeze tensiunea în antifază necesară celor două tranzistoare din etajul final (fig. 9.9, a). Fig. 9.9. Inversor de fază cu ieșire simetrică : a — cu transformator; b — cu sarcină, distribuită. 197 în afară de tipul cu cuplaj prin transformator, etajul care precede un amplificator final în contratimp poate fi și un inversor de fază cu sarcina distribuită. Schema de principiu a unui astfel de etaj este prezentată în figura 9.9, b. Avînd în vedere că deși R! = R₂, impedanța de ieșire din emitor (Zᵢₑf) este mai mică decît impedanța de ieșire din colector {Zc), este necesară egalizarea celor două impedanțe. Pentru aceasta se introduce în montaj rezistența R₃, aproximativ egală cu rezistența Rᵥ în acest fel, cele două tensiuni de excitație și Uiₑₕ devin practic egale. d. Amplificator de AF de semnal mic eu cuplaj direct Un astfel de amplificator (fig. 9.10) se utilizează ca etaj prefinal, cu- plat direct cu etajul final. Acest amplificator, echipat cu tranzistorul Tᵥ prezintă avantajul că are schema foarte simplă în sensul că nu mai are nici condensator și nici transformator de cuplaj. în aceste condiții el dis- pune de o caracteristică de frecvență foarte bună. Dimensionarea rezistenței de sarcină Ry a acestui amplificator rezultă din condiția ca la colectorul tranzistorului să existe, față de masă, tensi- unea egală cu tensiunea față de masă, de la baza tranzistorului Tz. Fig. 9.10. Schema de principiu a unui amplificator AF cu cuplaj direct. Rezistența de sarcină totală a tranzistorului 7\ este Rₛ egală cu : unde Riₙᵢ este rezistența de intrare a etajului final. AMPLIFICATOARE DE AUDIO FRECVENȚĂ AF DE SEMNAL MIC CU TUBURI ELECTRONICE La radioreceptoarele cu tuburi electronice amplificatorul de semnal mic este, în majoritatea cazurilor, amplificator de tensiune. Excepție face în cazul în care un astfel de etaj servește ca. inversor de fază pentru un etaj amplificator final în contratimp. 198 Ca număr de etaje amplificatorul de tensiune conține, în general, un singiir etaj și riumai în condițiile în care se cere la ieșire o putere audio mai mare sînt prevăzute mai multe etaje amplificatoare. Amplificatoarele de tensiune cu tuburi electronice pot avea ca sarcină rezistențe, bobine de șoc sau transformatoare și pot realiza cuplajul cu etajul următor în diverse moduri. în corespondență directă cu aceste elemente caracteristice se deosebesc următoarele scheme reprezentative de amplifica- toare AF de semnal mic : — amplificator cu cuplaj prin rezistență-capacitate (RC); — amplificatoare cu cuplaj prin transformator ; — amplificatoare cu ieșire simetrică. a. Amplificator de tensiune de AF cu cuplaj prin rezistență-capacitate în figura 9.11, a este prezentată schema de principiu a unui astfel de amplificator și modul de conectare la etajul următor. Ținînd seamă de prezența în montaj ă reactanțelor capacitive, este evi- dent că funcționarea etajului deprinde de frecvență. Cum etajul este des- tinat să amplifice în condiții cît mai uniforme un anumit spectru de AF, re- zistențele și condensatoarele din montaj trebuie să fie astfel dimensionate încît, în interiorul benzii de frecvențe necesar a fi amplificată, reactan- țele capacitive din montaj să aibă efecte numai în limitele dinainte fixate. Fig. 9.11. Amplificator de AF de semna mic cu cuplaj prin rezistență-capacitate: a — schema de principiu; b — curba de variație a amplificării in funcție de rezistenta de sarcină echivalentă Bg. Referindu-ne la montajul din figura 9.11, a, circuitul echivalent pentru întreaga bandă de frecvențe audio este prezentat în figura 9.12, a, unde Rț este rezistența internă a tubului electronic, iar Cₜ = Cₐc + Cₘ + Cᵢₙ. în domeniul frecvențelor audio medii, circuitul echivalent al unui astfel de etaj amplificator este cel din figura 9.12, b, unde se observă că în 199 acest caz sarcina etajului este pur rezistivă și formată din rezistențele Rₐ și Rg, conectate în paralel. Rezultă deci că într-o anumită bandă din spec- trul audio amplificarea rămîne aproximativ constantă și egală cu Aₒ: RₐRg [Z ---- ReRg [tRe _ [Z Kg + Rg ” Ri + Re ₓ Rț. Rg 4- Rg Re (9.27) unde : Re RqRg _ Rg + Rg (9.28) în domeniul frecvențelor audio inferioare reactanța condensatorului Cₜ fiind de valoare mare este neglijabilă, dar cea a lui crește și devine compa- rabilă cu valoarea rezistenței R^ și schema echivalentă în acest caz capătă forma din figura 9.12, c. a) b) CS C) d) Fig. 9.12. Circuite echivalente iile amplificatorului de AF cu cuplaj RC c — circuitul echivalent pentru întreaga bandă de frecvente; b — circuitul echivalent pentru frecventele audio medii; circuitul echivxleac pjntru frecventele audio inferioare; d — circuitul echivalent Pentru frecventele audio superioare. Odată cu creșterea reactanței condensatorului C?, amplificarea în do- meniul frecvențelor inferioare X scade față de amplificarea A₀ de la frecven- țele medii, în acest caz grupul Cg, Rg formînd un divizor de tensiune, dato- rită căruia o parte din tensiunea Uₐ este pierdută la bornele condensatoru- lui Cg, făcînd ca tensiunea U₂ să fie mai mică decît Uₐ. Rezultă că la frec- vențele audio inferioare amplificarea de tensiune scade față de amplifi- carea de la frecvențele audio medii în raportul: |A₀| 1 1 (UjCgRyi (9.29) 200 în care : R' = R + Rₜ (9.30) iar : (9.31) Dacă se admite ca micșorarea amplificării la limita benzii de frecvențe amplificate să fie de 3 dB, adică : se obține : I A j min I 1 |A₀| ]l2 _____ J} 2nCgR' (9.32) (9.33) Se observă de aici că, pentru a lărgi banda în domeniul frecvențelor joase trebuie să se mărească Cg și R'. Capacitatea C nu trebuie însă să depășească o anumită valoare din cauza curenților de fugă (v. R'ₐ în fig. 9.11), care ajunge pe grila etajului următor, și care dacă au valori mari, o pozitivează, influențând în acest fel negativarea inițială a acesteia. în ceea ce privește creșterea valorii rezistenței R', există și în acest caz limitări. în primul rînd valorile rezistențelor Ti și Rg sînt mărimi specifice tuburilor utilizate și asupra lor se poate acționa într-o măsură destul de re- dusă. Creșterea valorii rezistenței Rₐ nii trebuie trecută peste o anumită limită, deoarece în caz contrar influențează, așa după cum se va arăta mai departe, răspunsul etajului amplificator la frecvențe înalte. în domeniul frecvențelor audio superioai e reactanța condensatorului Cₜ scade și devine comparabilă cu valoarea rezistenței de sarcină Rₐ cu care se găsește în paralel, din care cauză nu mai poate fi neglijată. Schema echiva- lentă în acest caz capătă forma din figura 9.12, d. Deși tensiunea Uₐ apare în întregime la ieșire, totuși amplificarea la frecvențele audio înalte A₍ este mai mică decît 21₀, aceasta datorită faptului că în paralel pe rezistențele Rₐ și Rg apare reactanța condensatorului CL care face ca valoarea impedanței de sarcină a amplificatorului să se reducă. Cu ajutorul figurii 9.12, d șiprocedînd ca în cazul tranzistoarelor, se gă- sește că amplificatorul de tensiune la frecvențe audio superioare A„ scade față de amplificarea de la frecvențe audio medii în raportul : (9.341 I Aₒ| unde : Dacă se admite ca micșorarea amplificării la limita benzii de frevențe să fie de 3 dB, adică : (9.36) |A0| |'2 se obține : ■A = -7^7- (9-37) 2rcCtH 201 Se observă de aici că pentru a lărgi banda in domeniul frecvențelor audio superioare trebuie să se reducă Cₜ și R”. Scăderea capacității Cₜ este limitată însă de capacitățile fizice ale tubului și montajului (CÎ — Cₐc + Cₘ + Cᵢₙ). Valoarea rezistenței R" este condiționată de rezistența de sarcină Rₐ a cărei valoare nu poate fi coborîtă sub o anumită limită spre a nu influența pe de o parte amplificarea etajului, iar pe de altă parte răspunsul ampli- ficatorului de frecvențe joase. în ceea ce privește alegerea principalelor elemente ale schemei unui etaj amplificator de tensiune de AF, realizat cu o triodă, este necesar ca, pentru obținerea unei amplificări cît mai mari, factorul de amplificare p al tubului să aibă o valoare cît mai ridicată, aceasta avînd în vedere expre- sia amplificării Aₒ la frecvențe medii. Așa după cum rezultă din figura 9.11, b valoarea optimă pentru rezistența de sarcină Rₐ este cuprinsă între 3 și 5 R₍. Amplificarea obținută uzual cu un tub triodă este între 50 și 80. La alegerea rezistenței de grilă Rg se impune condiția ca Rg^> Rₐ, în practică această condiție fiind considerată ca satisfăcătoare dacă R = = (5... 20) Rₐ. Trebuie menționat faptul că etajele amplificatoare de tensiune pot fi echipate și cu pentode. în cazul pentodelor, rezistența internă este însă de ordinul megohmilor și din această cauză rezistența de sarcină Rₐ nu se mai poate lua mai mare decît rezistența internă a tubului, aceasta pe de o parte fiindcă ar fi mult re- dusă tensiunea anodică Cₐ, iar pe de altă parte ar impune pentru Rₒ o valoare de 3—5 MD ceea ce nu este posibil, rezistența de grilă netrebuind să depășească limitele uzuale acceptate în cataloage. Din aceste motive la pentode rezistența de sarcină Rₐ se ia mai mică decît rezistența internă a tubului și anume Rₐ = (0,1.. .0,3) Rₜ. Practic la pentode se obține, la o aceeași valoare a pantei tubului, o am- plificare aproape de două ori mai mare decît la triode (amplificarea ce se obține cu pentode este cuprinsă între 100 și 300). în plus pentodele au capa- citățile între electrozi mai mici și o capacitate dinamică de intrare mult mai mică, ceea ce conduce la o scădere importantă a capacității totale Cₜ, deci la o îmbunătățire a răspunsului amplificatorului la frecvențe audio superioare. Trebuie amintit faptul că în practică, din motive de economie, în schemele de amplificatoare audio sînt, de multe ori, utilizate tuburile multiple, de obicei cu o parte de amplificator de tensiune, realizată uzual cu o triodă (mai rar cu o pendodă) și o parte de amplificator de putere, realizată cu o pentodă. b. Amplificator de tensiune de AF eu cuplaj prin transformator în figura 9.13, a este prezentată schema de principiu a unui amplifi- cator cu cuplaj prin transformator. Impedanța de sarcină a etajului amplificator este constituită dintr-un transformator de audiofrecvență Tr a cărei înfășurare primară este conec- tată în circuitul anodic al tubului amplificator. Transformatorul Tr realizează cuplajul între cele două etaje amplifi- catoare, izolînd totodată, din punctul de vedere al componentei de curent 202 continuu, anodul tubului Tₓ de grila tubului ceea ce permite renunțarea la grupul de cuplaj CgRg. Prin realizarea unei prize mediane în înfășurarea secundară (fig. 9.13, b), etajul cu cuplaj prin transformator permite obținerea unei tensiuni de ieșire simetrică, necesară ori de cîte ori etajul final al receptorului este în contra- timp. în plus, etajul cu cuplaj prin transformator asigură atunci cînd este necesar^ să se realizeze o adaptare între rezistența de sarcină a etajului (R' din fig. 9.13, a) și rezistența internă Rt a tubului. Fig. 9.13. Schema de principiu a unui amplificator de tensiune de AF cu cuplaj prin transformator : a — ieeke asimetrici; b — ieșire simetrică. Dezavantajul unui astfel de amplificator constă în aceea că mărimea amplificării variază cu frecvența, mai mult decît la amplificatoarele RC, iar banda de frecvențe este mai îngustă. Pentru stabilizarea mărimii impedanței de intrare a transformatoru- lui și pentru a face mai constantă amplificarea la diferite frecvențe audio, în primarul și secundarul transformatorului Tr se introduc uneori rezistențe în paralel (Rₚ și Rₛ din fig. 9.13, a). Rezistența RP din primar stabilizează mărimea impedanței de intrare a transformatorului și astfel amplificarea este mai constantă pentru diferitele frecvențe audio. Soluția se folosește în special în etajele cu pentodă. Rezistența Rₛ din secundar stabilizează mărimea amplificării etaju- lui la frecvențele audio înalte (unde se produce de obicei o rezonanța a transformatorului cu capacitățile parazite ale montajului), introducerea ei uniformizînd caracteristica de frecvență în domeniul frecvențelor audio superioare. Ea servește totodată la amortizarea circuitului de grilă, blocînd intrarea în oscilație a tubului următor care, fiind de obicei un tub final cu pantă mare, poate intra ușor în oscilație dacă se produce un cuplaj parazit între circuitul său anodic și cel de grilă. Existența rezistenței Rₛ prezintă însă dezavantajul că reduce amplificarea etajului. Pentru calculul amplificării montajului din figura 9.13, a, se recurge la schema echivalentă prezentată în figura 9.14, valabilă pentru întreaga bandă de frecvențe audio. 203 Fig. 9.14. Schema echivalentă a amplificatorului din figura 9.13, a, valabilă pentru întreaga bandă de frecvențe audio. Semnificația elementelor din montaj este următoarea : C± și C₂ repre- zintă capacitățile parazite distribuite ale montajului; Rₚ și Rₛ, rezistențele de amortizare care se introduc uneori î-n primarul și secundarul transforma- torului de ieșire ; Rₒ, rezistența care reprezintă pierderile în transformator prin histerzis și curenți Foucault; și r₁ inductanță bobinei primare a transformatorului, respectiv rezistența sa la frecvența audio, rezistență care este aproximativ egală cu cea în curent continuu ; L₂ și r₂ inductanță bobinei secundare a transformatorului, respectiv rezistența sa; Cₘ capaci- tatea parazită dintre înfășurările transformatorului; Cₐc capacitatea anod- catod a tubului amplificator T±; Cᵢₙ, Rᵢₙ elementele impedanței de intrare ale tubului T₂. Avînd în vedere că r^R^ R^RV, Rᵢₙ :> R, și reducînd toate elemen- tele din circuitul secundar la circuitul primar, circuitul echivalent la frecvențe audio medii este cel prezentat în figura 9.15, a, unde : R' ₌ (9.38) (9.39) Fig. 9.15. Schema echivalentă a etajului amplificator din figura 9.13, a : a — la frecvente audio medii; b — la frecvente audio inferioare: c — la frecvente audio superioare. 204 în domeniul frecventelor audio medii pot fi neglijate inductanțele de scăpări (ale căror reactanțe sînt mici față de rezistența cu care sînt conectate în serie), precum și inductanța primară Lᵣ și capacitățile parazite ale montajului, care au reactanțe foarte mari în comparație cu Rt, cu caie sînt conectate în paralel. Expresia amplificării etajului la frecvențele audio medii este î (⁹-⁴°) ni j 1 Se observă că dacă Rₚ — oo și Rₛ = oo, amplificarea capătă următoa- rea expresie : j n» A = p— "i (9.41) relație care coincide pentru cazul unui transformator cu circuitul secundar în gol. în domeniul frecvențelor audio inferioare, inductanțele de scăpări și capacitățile parazite ale montajului pot fi neglijate, dar nu se mai poate neglija inductanța a cărei reactanță devine comparabilă cu valorile celorlalte elemente din montaj. în acest caz schema echivalentă este cea prezentată în figura 9.15, b, iar căderea amplificării A, la aceste frecvențe, față de amplificarea de la frecvențele audio medii d₀ este : =---------- (9.42) |AOI t ! / M2 ^1/ unde : (~y ,, Re =-----= (9.43) « i în care V "2 / j 1 1 R' = Rs (-M2 (9.H) \ ”2 / Reprezentarea grafică în domeniul frecvențelor audio inferioare este dată în figura 9.16. Dacă se admite ca micșorarea amplificării la limita benzii de frecvențe să fie de 3 dB, adică : = (9.45) |A0| se obține : = (9-46) 2 TCjLj Concluzia este că, pentru a se obține la frecvențe joase o amplificare mare, apropiată de cea de la frecvențele medii, trebuie ca raportul Re/Rx să fie mic față de unitate, adică Rₑ să fie mic față de Lₗ. Rezultă că se impune 205 ca inductanță a înfășurării primare a transformatorului să fie cit mai mare, ceea ce necesită însă creșterea dimensiunilor geometrice ale transfor- matorului. Trecerea peste o anumită limită în această privință prezintă dezavantajul, pe de o parte că, din cauza spațiului disponibil limitat apar probleme privind montai ea transformatorului în radioreceptor, iar pe de altă parte apare și creșterea corespunzătoare a prețului de cost al acestei piese. Valorile uzuale pentru Lᵣ sînt de ordinul unităților de henry. în domeniul frecvențelor audio superioare nu se mai pot neglija induc- tanțele de scăpări magnetice și capacitățile parazite ale montajului, circuitul echivalent căpătînd în acest caz forma din figura 9.15, c, unde : Z,= (l-fc)A, (9.47) k reprezentînd coeficientul de cuplaj magnetic al transformatorului (9.48) ⁿi / l / Dacă rezistența 2^ are o valoare relativ mică, în circuit are loc o rezo- nanță serie la frecvența : La această frecvență tensiunea la bornele condensatorului Cₜ are o valoare de Q ori mai mare decît E' U₂-^ = QE' (9.50) ⁿ2 Fig. 9.16. Caracteristica de frecvență a amplificatorului de tensiune cu cuplaj prin transformator. Q fiind factorul de calitate al circuitului și egal cu : (9.51) Amplificarea etajului la rezonanță este : (9.52) 206 Frecvența de rezonanță fᵣₑᵢ reprezintă totodată frecvența maximă a benzii, la frecvențe mai mari decît fᵣₑz tensiunea de ieșire scăzînd brusc. ,în practică nu este de dorit să se producă o creștere prea mare a ampli- ficării în regiunea frecvențelor audio superioare, această cerință impunînd condiția ca factorul de calitate al circuitului să nu fie prea mare (fig. 9.16). c. Amplificator de tensiune de AF cu ieșire simetrică Cînd în radioreceptor etajul final este realizat în contratimp și trebuie excitat cu două tensiuni identice ca mărime și formă, dar în opoziție de fază este necesară utilizarea unui etaj prefinal de tensiune de AF cu ieșire simetrică. Un montaj de acest gen a fost arătat în figura 9.13, b și reprezintă soluția cea mai folosită. Un alt montaj foarte răspîndit este cel prezentat în figura 9.17, la care rezistența de sarcină a etajului este divizată, în mod egal, între circuitul de anod și cel de catod. Amplificarea unei astfel de scheme este dată de relația : u-RSt jxRs, Ri + Rst + (1 + id Rs, Ri + Rs,. (9.53) unde (1 + jx) repre- zintă rezistența internă echivalentă a tubului electronic cu reacție ne- gativă în catod. Dacă se consideră că RSₗ = = RSₗ = R{ expresia amplificării capătă forma : A = -4- (9.54) ceea ce arată că amplificarea unei astfel de scheme este subunitară. Aceasta reprezintă un dezavantaj în sensul că necesarul de amplificare al radioreceptorului trebuie să fie realizat cu celelalte etaje. Un alt dezavantaj al acestui montaj îl con- stituie faptul că impedanța de ieșire în catod Zc este diferită de cea din anod Zₐ. Valoarea lui Zₐ este dată de relația : Fig. 9.17. Schema de principiu a unui ampli- ficator cu ieșire simetrică și sarcină distribuită RSₗ (9.55) aceasta avînd în vedere că jx are o valoare destul de ridicată (circa 100). în ceea ce privește Zc, se demonstrează că ea are valoarea : Rp 4- Rsi _ [X + 1 (9.56) 207 Comparînd valorile celor două impedanțe se observă mai întîi faptul că în aceste condiții tensiunile de excitație Uₐ și Uₑ nu sînt egale, iar pe de altă parte că la frecvențe audio superioare răspunsul este mai bun în circuitul de catod decît în circuitul de anod. Din aceste motive se recomandă ca rezis- tențele de sarcină să se ia de valori coborîte (10—20 k£2). ’ Un astfel de montaj prezintă și unele avantaje în sensul că este simplu ca schemă și că, avînd o reacție negativă puternică, nu apar perturbații în funcționarea sa atunci cînd se produce îmbătrînirea tubului electronic. C. AMPLIFICATOARE DE AUDIOFRECVENȚĂ DE SEMNAL MARE (DE PUTERE) Așa după cum s-a arătat în acest capitol, etajul amplificator de puteie, numit și etaj final, este destinat să furnizeze la ieșire o putere de AF care să fie capabilă să acționeze difuzorul. Din cauza neliniarității caracteristicilor tranzistoarelor și tuburilor electronice, este necesar ca regimul de lucru al unui astfel de etaj amplificator să fie determinat în așa fel încît obținerea puterii necesare să fie făcută în condițiile unor distorsiuni de neliniaritate minime. O altă problemă care apare la amplificatoarele finale este necesitatea de a nu transfera sistemului acustic (difuzorului) decît puterea alternativă, nu și componenta continuă a curentului din etajul final, problemă soluțio- nată așa cum se va vedea mai departe, prin alegerea unor montaje adecvate. în ceea ce privește tipurile reprezentative de scheme utilizate, atît la radioreceptoarele cu tranzistoare cît și la cele cu tuburi, se menționează amplificatoarele realizate cu un singur tranzistor (tub) și amplificatoarele în contratimp cu două tranzistoare (tuburi), montate într-un mod special și excitate cu tensiuni identice ca formă și mărime, dar în antifază. 1. AMPLIFICATORUL DE AUDIOFRECVENȚĂ DE SEMNAL MARE CU TRANZISTOARE Amplificatorul de putere din radioreceptoarele cu tranzistoare se reali- zează aproape totdeauna cu două tranzistoare și datorită impedanței de ieșire de valoare coborîtă, în etajul final cu ttanzistoare se pot realiza mon- taje și fără a se mai folosi transformatorul de ieșire, utilizat în general pen- tru adaptarea între elementul activ și impedanța de sarcină a difuzorului. Etajele finale de putere cu tranzistoare pot funcționa în clasă A (cu transformator de ieșire) sau în clasă B (eu sau fără transformator de ieșire) și dispun de un randament de valoare ridicată. Datorită avantajelor prezentate, în momentul de față se folosește cel mai mult etajul final în contratimp clasă B, în special pentru puteri mari. Tipul de conexiune cel mai des utilizat este conexiunea cu emitorul comun, care asigură o rezistență de intrare și un cîștig de putere mari, însă distoi'siunile sînt de valoare ridicată, datorită neliniarității caracteristici- lor de intrare și de transfer în curent. Conexiunea cu baza comună permite obținerea puterii utile cu distorsiuni de neliniaritate mai mici, dar prezintă dezavantajul unei amplificări în tensiune mai redusă. 208 a. Amplificatoare de audiofrecvență de semnal mare, în clasă A, cu un tranzistor Din cauza randamentului scăzut, un astfel de amplificator este utilizat numai în radioreceptoarele alimentate de la rețea, iar în cazul celor alimen- tate de la baterii, numai pentru puteri de ieșire mici, de ordinul zecilor de miliwați. în figura 9.18 sînt prezentate două scheme de amplificatoare finale clasă A, în conexiune cu emitorul comun. în figura 9.18, a este dată varianta în care semnalul de la intrarea etajului amplificator final este furnizat de un etaj prefinal cu cuplaj RC, montaj utilizat în cazul în care puterea solicitată la intrare este foarte mică (Pᵢₙ IO ⁴ W), iar în figura 9.18, b este dată varianta cu etaj prefinal cu cuplaj prin transformator, schemă utilizată în cazul în care puterea necesară la intrarea amplificatorului final este mai mare (Pᵢₙ ss IO⁻³ W). Cu excepția transformatorului de ieșire Tr₂, care servește pentru adaptarea între tranzistorul amplificator și sarcină (difuzor sau căști), montajul utilizat pentru amplificatorul de putere cu un tranzistor păstrează în rest caracteristica schemelor AE cu tranzistoare deja analizate. în ceea ce privește proiectarea unui astfel de amplificator, principalele etape sînt următoarele : — alegerea tranzistorului corespunzător, a punctului mediu de funcțio- nare și a rezistenței de sarcină din circuitul de colector pentru a se obține în difuzor puterea utilă necesară, aceasta în condițiile în care tranzistorul nu depășește în funcționare valorile limită indicate în catalog ; — stabilirea regimului de funcționare al circuitului de intrare al tranzis- torului, pentiu a se obține distorsiuni de neliniaritate de valoare inferioară celei impuse; — determinarea parametrilor transformatorului de ieșire. La alegerea tranzistorului ce urmează să fie utilizat pentru etajul final se ține seamă de puterea utilă și de randamentul vj al etajului. Cunoscînd că într-un etaj amplificator între puterea disipată Pă, puterea absorbită Pₐ și puterea utilă Pᵤ există relația : Pₐ =Pₐ - Pᵤ (9.57 și că : 7) = -P^, (9.58) a rezultă : Pd = p« -Pᵤ= —⁷¹ Pₐ. (9.59) Această relație permite să se poată alege tipul tranzistorului, respectiv puterea sa maximă de disipație. Pentru stabilirea punctului mediu de funcționare și a rezistenței de sarcină Rₛ din circuitul de colector, pentru a se obține puterea utilă necesa- ră, se utilizează caracteristicile statice ic funcție de uCE si uBE funcție de uCE (fig. 9.18, c). 14 - c. 496 209 Fig. 9.18. Amplificator de AF de semnal mare in clasă A cu un tranzistor: a — schema de principiu în varianta în care semnalul la intrare este furnicat, de un etaj prefinal cu cuplaj RC; b — schema de principiu în varianta în care semnalul de la intrare este furnizat de un etaj prefinal cu cuplaj prin transformator; c — caracteristicile statice ic ” ~ schema echivalentă a circuitului de Intrare; e — caracteristicile de transfer ale unui tranzistor în schemă EC. Avînd cunoscută tensiunea bateriei de alimentare E și neglijînd în primă aproximație pierderile de tensiune pe înfășurarea primară a transfor- matorului Tr₂ și pe rezistența de emitor HB, rezultă în aceste condiții că în punctul mediu de funcționare tensiunea de colector Ucₒ este egală cu E. Kidicînd din punctul Ecₒ = E o perpendiculară, la intersecția acesteia eu hiperbola de disipație se găsește curentul corespunzător de colector icₒ și de bază iBo- Se menționează faptul că punctul M poate fi coborît mai jos, însă 210 în acest caz puterea utilă se reduce; nu poate fi însă ridicat mai sus, deoarece se depășește hiperbola de disipație și viața tranzistorului este periclitată. Se stabilește în contul superior al caracteristicilor ic — uCE un punct A astfel încît tensiunea minimă de colector uCₘ să fie cît mai mică, fără a se intra însă în zona de curbură a caracteristicilor și fără ca valoarea curentului maxim iCM, atins de tranzistor în timpul funcționării, să fie mai mare decît cea admisă. Pentru determinarea dreptei de sarcină Rs se unește punctul A cu punctul Jf, dreapta rezultată tăind axa tensiunilor în punctul B" pen- tru care corespunde tensiunea 2F. (S-a considerat îCm=^ ico-) Punctul B corespunde tensiunii maxime de colector uCM și se va avea grijă ca această mărime să nu devină mai mare decît cea admisă. Valoarea puterii utile a etajului amplificator rezultă din relația : P» = ~ (P — (icM — ^co), (9.60) relație care grafic este exprimată în figura 9.18, c prin suprafața triunghiu- lui hașurat. Valoarea rezistenței de sarcină Rₛ este dată de expresia : Rₛ = E~ UcM-- (9.61) 'CM ~ *CO Avînd în vedere că ECₘ^E și că iCM = 2 icₒ, puterea utilă maximă poate fi scrisă și sub forma : P„^E icₒ. (9.62) Puterea absorbită (Pₐ) de etajul amplificator de la sursa de alimentare fiind : Pₐ — E ico, (9.63) rezultă că : Pₐₘₐₓ=~Pₐ- (9.64) Ținînd seamă că randamentul este dat de relația : >1=^’ (9-65) rezultă că valoarea maximă pentru 75 este 0,5. în practică, întrucît condiți- ile uₑₘ = 0 și iCM = 2 icₒ nil pot fi realizate și întrucît nu pot fi neglijate total nici pierderile de tensiune în c.c. pe rezistența a înfășurării primare a transformatorului de ieșire (zecimi de volt) și pe rezistența de emitor RE (circa 1 V), randamentul unui astfel de etaj amplificator are valori cuprinse între 0,4 și 0,45. în condițiile în care este luată în considerație rezistența de sarcină în curent continuu Rcₑ = + Re, dreapta de sarcină d nu mai este perpendiculară pe axa tensiunilor, ci face un unghi cu aceasta (v. dreapta d± în fig. 9.18, c), iar ucₒ este mai mic decît E. înjaceastă situație punctul mediu 211 de funcționare se alege fie pe hiperbola de disipație, fie mai jos de aceasta, în așa fel incit dreapta de sarcină sa ocupe poziția cea mai avantajoasa„m ceea ce privește obținerea unei puteri utile maxime și a unor dis o _________ minime, ceea ce impune ca A'AI' = AI B , adica se obține (Uco ’Ucm) = ^cm — Uc₀) ȘÎ (^co — iau) = ^co- Puterea utilă în acest caz este : Pu=~ (Uco —Ucₘ) (ÂcM —ico) —Ucₘ) (9-66) iar rezistența de sarcină are valoarea : ₌ uco - Ucm _ (9.67) i’cM —^Co Pentru calculul elementelor circuitului bază-emitor ale tranzistorului amplificator, adică pentru stabilirea mărimilor instantanee iB, uBBₗ cores- punzătoare mărimilor ic, Uce, se vor utiliza caracteristicile statice uBE Ucu (fig. 9.18, c), pe care se vor transpune punctele caracteristicii dinamice din planul ic — uCE. Astfel, de exemplu, pentru punctulic = iciu Și uce = ^cm din planul ic - uCE (pentru iB= iBU) corespunde tensiunea de intrare uBE = uBM. Această mărime uBM a fost obținută din planul caracteristicilor uBE — «Cj?,la intersecția perpendicularei ridicate din punctul ^CE —“ ^Cm cu curba corespunzătoare lui iB = iBM, fiind reprezentată prin tensiunea citită pe axa ordonatelor (fig. 9.18, c). Procedîndu-se în mod similar și pen- tru alte puncte ale caracteristicii dinamice de colector, se găsesc și celelalte valori principale :iBₘ,iB₀,uBₘ,uB₀, între care variază cufentul iB și tensiunea uBE. Avînd cunoscute aceste elemente, puterea de intrare Pᵢₜₜ, necesara pentru excitația tranzistorului spre a furniza la ieșire puterea utilă impusă, rezultă din relația p 1 ^BM — ‘Bm) UBM ~ uBm (^BM ~ ‘Bm) (UBM ~ UBₘ) (9.68) = 7 2 2 ' '_8 Valorile corespunzătoare pentru amplitudinile curenților și tensiunilor de la intrare sînt date de expresiile (fig. 9.18, d) : Iᵢₙ 2-^ (9.69) Rin Uᵢₙ = ]/2Pᵢₙ Rᵢₙ (9.70) unde : P _ ¹¹BM — uBm * lBM ~ lBm în ceea ce privește distorsiunile de neliniaritate, o importanță deosebită pentru etajul final clasă A cu tranzistoare o prezintă regimul de funcționare al etajului precedent, obținerea unor distorsiuni de neliniaritate de valoare cît mai coborîtă impunînd ca impedanța internă a generatorului echivalent Rₛ (fig. 9.18, d) al etajului prefinal să aibă o anumită valoare optimă. Expli- cația constă în aceea că, la etajele de putere cu tranzistoare rezistența de intrare Rᵢₙ a acestora variază odată cu mărimea semnalului, modificînd 212 astfel forma semnalului aplicat la tranzistor. în aceste condiții^ pentru a reduce la minimum deformarea semnalului, ar fi indicat ca Rg să fie mult mai mare decît Rᵢₙ, dar pe de alta parte Rg trebuie să fie de valoare suficient de mică pentru a se putea obține de la etajul prefinal puterea de excitație necesară la intrarea etajului final. Din această cauză Rg trebuie să aibă o valoare de compromis între aceste două limite. O altă problemă care apare la montajele cu tranzistoare este și aceea că transferul de energie de la intrarea la ieșirea tranzistorului variază în funcție de valorile lui iB și uBB (fig. 9.19). Se observă de aici că deformările lui ic față de uBB și iB sînt opuse și, avînd în vedere că ele depind de mărimea rezistenței Rg, rezultă că este posibil să se aleagă pentru rezistența generatorului o valoare optimă Fig. 9.19. Diagrame pentru determinarea distorsiunilor pentru un amplificator final clasă A : a — caracteristică de ieșire; b — caracteristica de intrare; c — caracteristica dinamică globală ic tteg). astfel ca cele două deformări produse simultan asupra curentului de colector să se compenseze reciproc și în acest fel distorsiunile obținute să fie minime. Determinarea corectă a rezistenței Rg se realizează pe cale grafică, prin cîteva încercări, reținîndu-se acea valoare care produce cele mai mici distorsiuni de neliniaritate. Pentru calculul distorsiunilor de neliniaritate ale unui etaj final este necesar să se determine caracteristica dinamică globală iₑ = / (e₅), în care prin eg se înțelege tensiunea instantanee furnizată de generatorul echivalent al etajului prefinal, care are rezistența proprie Rg (fig. 8.19, d) : -- UBE + RgiB- în acest sens se adoptă o anumită valoare pentru Rg, în corespondență cu considerentele menționate mai sus. Pentru diverse valori ale curentului de colector ic se determină valorile corespunzătoare pentru iB și uBE (fig. 213 9.19, a, b), utilizîndu-se pentru aceasta caracteristica dinamică prezentată și determinată conform celor prezentate în figura 9.18, c. Cu datele astfel obținute se determină valorile corespunzătoare pentru eg, trasîndu-se apoi caracteristica ic = f(eg) (fig. 9.19, c), cu ajutorul căreia se obțin distorsiunile de neliniaritate totale ale etajului, care trebuie să fie mai mici decît o valoare impusă inițial. Cu valorile de curenți de colector stabilite în figura 9.19, a se determină : — amplitudinea fundamentalei de curent IC₁, din circuitul de colector: Ic = (9.73,a) — puterea furnizată de etajul prefinal, considerat ca generator : jp ___ (^gM egm) (^SM hm) . (9 73 b) 8 — amplitudinea totală de putere (Apr) a etajului, de la generator la colectorul tranzistorului: = — • (9.73,c) Pg în cazul că pentru valoarea Rg aleasă rezultă distorsiuni de neliniari- tate peste valoarea impusă, se reiau calculele de mai sus pentru o alta valoare a lui Rg, pînă ce sînt obținute atît valoarea pentru distorsiuni cît și puterea utilă necesară. în ceea ce privește parametrii transformatorului de ieșire, utilizat la acest amplificator, ei sînt determinați în funcție de rezistența de sarcină Rₛ și de rezistența difuzorului RD. Raportul de transformare n al transformatorului (fig. 9.18, a și b) este dat de relația : 1 / r)Rₛ (9.75) i Rd unde 7) este randamentul etajului amplificator de putere. 214 Inductanță înfășurării primare L± este determinată în funcție de mărimea admisibilă a distorsiunilor de frecvență la frecvențele audio nferioare (/>) și are valoarea : (9.76) unde Rₑ reprezintă rezistența internă a generatorului echivalent pentru frecvențele audio joase și are semnificația dată de relația 9^21, b. A ₀ reprezintă amplificarea la frecvențele audio medii, iar Aₕ amplifica- rea la frecvența . Inductanță de scăpări Lₛ este determinată în funcție de mărimea admi- sibilă a distorsiunilor de frecvența la frecvențele audio superioare fₛ și are valoarea : (9 ȚȚX în care Rᵢₑₛ reprezintă rezistența de ieșire a tranzistorului amplificator de putere (și este dată de o relație similară cu cea de la 9.24), iar reprezintă amplificarea la frecvența fs- Amplificatorul final în clasă A poate fi realizat și fără transformator de ieșire (fig. 9.20, a), sarcina RD a difuzorului fiind introdusă direct în circuitul 9 cj Fig. 9.20. Amplificator final clasă A fără transformator de ieșire : a — schema de principiu; b — diagrama de funcționare clnd este neglijabil in curent continuu (c.c.) fată, de Rd i 6 — diagrama de funcționare cînd nu este neglijabil în c.c. fată, de Rd . de colector. Punctul de funcționare inițial Jf se obține (fig. 9.20, b) la inter- secția dreptei -BAT (dusă prin punctul de tensiune E și de înclinare egală cu _Rₒ,’față de verticală) cu caracteristica iB₀ aleasă. Caracteristica dinamică este dreapta AB și considerînd funcționarea etajului între limitele maxime, adică iCₘ = 0, uCₘ= 0, iar uCM—E, pentru calculul etajului sînt valabile următoarele relații: E 2 (9.78) 215 Pᵤ=^^.^ = ^EiCM (9.79) 2 2 2 8 Pₐ—E-icₒ=~'™ (9.80) tj = ^«--(25%). (9.81) Pa 4 Dacă în schema electrică din figura 9.20, a rezistența R₃ din circuitul de emitor nu este neglijabilă fața de RD, atunci determinarea grafică a condi- țiilor de funcționare se face conform celor prezentate în figura 9.20, c. Astfel, se stabilește punctul mediu de funcționare M la intersecția dreptei CD (de înclinare RDP R₃) cu caracteristica iB₀ aleasă. Se duce apoi prin M caracteristica dinamica de înclinare RD. în aceste condiții sînt valabile pentru calcul următoarele relații : Pₐ ⁼ — ^Cm) (^CM — ^Cm) ~ “ {^CM ^Cm) ' ®CM (9.82) 8 o Pₐ = E-ic₀=^- (9.83) 7) ₌ ₌ . (9.84) Pₐ 4 E Cum (uCM — wCₘ) este mai mic decît E, rezultă că în acest caz randa- mentul maxim posibil este sub valoarea de 25%. Din această cauză un astfel de montaj se utilizează numai în cazul în care randamentul nu constituie un impediment. a. Amplificatoare de AF în contratimp în clasă B cu transformator de ieșire Este un montaj utilizat cînd se dorește o putere de AF mai mare, în condiții economice și cu distorsiuni acceptabile. în figura 9.21, a este prezentată schema de principiu a unui amplificator de putere cu două tran- zistoare în contratimp, lucrînd în clasa de funcționare B. Pentru obținerea semnalului în antifază este utilizat transformatorul Tr^ iar cuplajul cu difuzorul este realizat prin transformatorul Tr₂. Rezis- tențele Rₜ și R₂ din circuitul de emitor au rolul pe de o parte pentru asigura- rea stabilizării termice, iar pe de altă parte servesc și la echilibrarea etaju- lui. Fiind nedecuplate, aceste rezistențe permit obținerea și a unei reacții negative care asigură reducerea distorsiunilor de neliniaritate, însă totodată ele produc și o pierdere de putere utilă. Polarizările pentru baze se stabilesc cu divizorul rezistiv R₃, R^. Proiectarea unui etaj amplificator de putere în contratimp în clasa B cu transformator de ieșire se face pe baza caracteristicilor statice ale tranzis- toarelor folosite, urmărindu-se obținerea puterii utile necesare, la gradul de distorsiuni de neliniaritate impus. în scopul evitării distorsiunilor la sem- nalele mici, alegerea punctului de funcționare se face nu la curent de colec- tor egal cu zero, ci la un mic curent icₒ, corespunzînd la o tensiune de 216 polarizare a bazei foarte apropiată de zero (0,1 — 0,2 V) Șl anume in regiunea în care începe să apară curentul bazei. . Avînd impusă puterea utilă P« la bornele difuzorului și considerind tj randamentul transformatorului de ieșire, puterea utilă Pᵤ iu circuitul fie colector este dată de relația : (9.85) Fig. 9.21. Amplificator de AF de semnal mare în contratimp în clasă B cu transformator de ieșire: — schema de principiu; b — caracteristicile de funcționare în nlannl Ur,™ pentru fiecare din tranzistoarele și : c-ca- G» vJi racteristica dinamca globala ic — j(e^). Rezistența de sarcină în circuitul de colector (Rc) pentru un singur tranzistor (deci pentru jumătate din primarul transformatorului de ieșire) are valoarea (fig. 9.21, b) : Rc ^CO - _ P 'cm ~ 'cO 'cM (9.86) Rezistența de sarcină între colectoarele celor două tranzistoare, adică la bornele înfășurării primare a transformatorului de ieșire, este : Rec = 4 Rc — -E = --- (9.87) 'CM Pu ■avînd în vedere că expresia puterii utile Pᵤ este : Pᵤ = ±icME. (9.88) Din această ultimă relație se poate determina care este curentul de colector maxim pentru un tranzistor : ^CM — 2P, E (9.89) .217 verificîndu-se în acest fel dacă valoarea obținută nu depășește valoarea, maxim admisă a curentului de colector, indicat în catalogul tranzistorului utilizat. - Se verifică, de asemenea, dacă puterea disipată Pa nu depășește pe cea. admisibilă, avînd în vedere că : Pd = Pₐ-Pᵤ= (- -1V„ (9.90> \ 7t / unde Pₐ este puterea în curent continuu absorbită de ambele tranzistoare,. valoarea ei fiind dată de relația (fig. 9.21, b) : Pₐ = 2Pₐₗ = 2EIcₒ= ²IcmE (9.91 > unde Pₐ este puterea în curent continuu, absorbită de un tranzistor. Randamentul maxim al etajului este: 7) = ^-- =0,785. (9.92> jPa 4 Trebuie reținut faptul că la un astfel de etaj final consumul de energie de la sursa de alimentare este proporțional cu semnalul aplicat. Puterea Pg necesară pentru circuitul de intrare al etajului final (pentru ambele tranzistoare) și care este furnizată de către etajul prefinal considerat ca generator echivalent, are valoarea : Pₜ = ^g₃₁iS₃ₗ (9-93) unde îBM.are semnificația dată în caracteristicile din figura 9.21, iar egM este tensiunea de semnal din circuitul de bază corespunzător lui iₑM, (fig. 9.21, c). c. Amplificatoare de audiofrecvență de semnal mare,, in contratimp în clasă B cu tranzistoare complementare în figura 9.22, a este prezentată schema de principiu a unui astfel de amplificator final. Specificul acestor montaje este că oferă posibilitatea ca prin folosirea a două tranzistoare complementare pnp și npn (adică la care caracteristicile* sînt identice ca formă, dar curenții și tensiunile lor sînt în sens opus), să fie? eliminate transformatoarele inversor și de ieșire. Transformatorul inversor nu este necesar, deoarece excitarea în antifază a celor două tranzistoare poate fi realizată cu un singur etajj preamplificator în schemă clasică. Intr-adevăr, la alternanța pozitivă a semnalului de intrare tranzistorul pnp din etajul final este blocat,, avînd baza pozitivă, iar transformatorul npn din același etaj amplificator conduce și invers. Așa cum se va arăta mai departe nu este necesar nici transformatorul de ieșire, bineînțeles în acest caz impedanța difuzorului trebuind, să fie aleasă de valoare convenabilă pentru a asigura adaptarea cu tranzistoarele utilizate în etajul final. Se observă că într-un astfel de montaj rezistența de sarcină a difuzoru- lui PD se află în circuitul de emitor (fig. 9.22, a). 218 Stabilirea condițiilor optime de funcționare ale etajului și determina- rea parametrilor săi principali sînt realizate prin utilizarea caracteristicilor statice ale tranzistoarelor complementare (fig- 9.22, b). Amplitudinea semnalului de comandă, pentru fiecare tranzistor, este dată de relația : Fig. 9.22. Amplificator de AF de semnal mare in contratimp în clasă B cu tranzistoare complementare : « — schema de principiu; b - caracteristicile de funcționare In planul ic.^CE' c —caracteristica dinamica ic= unde e,gM este semnalul de la generatorul echivalent aplicat la intrarea, amplificatorului între bază și masă (fig. 9.22, c) iar uEM este semnalul de ieșire la bornele de sarcină RD, reactanța condensatorului CB fiind un scurtcircuit la frecvențele audio. Avînd cunoscut curentul de bază iBM, pentru Pₐ pe care trebuie s-o debiteze etajul prefinal, considerat ca generator echivalent, în circuitul de intrare al etajului final, se calculează cu ajutorul expresiei: bgM ^BM, ¹¹ £M 'BM (9.95) 2 2 Se observă că puterea uEM ^bm se regăsește aproape integral pe rezistența de sarcină RD, condensatorul CB fiind un scurtcircuit. 219 (9.96) (9.97) (9.98) (9.99) Avînd stabilite din caracteristicile ic— curentul de colector maxim (iCM iBM) și tensiunea alternativă maximă, rezultă puterea utilă, maximă : p uf.mIem “ “ 2 ~ 2 Notînd : E rezultă pentru puterea utilă următoarea expresie : p __Ei iCM u~ 4 iar valoarea rezistenței de sarcină RD este : p ucm U²cm __________ E- JXj) —-----=---------- >CM 2 Pₐ 8 Pᵤ Ținînd seamă de valoarea rezistenței de sarcină între colectoare (Rec) de la montajul în contratimp cu două tranzistoare pnp și cu transformator de ieșire : Rcc = (9.100) Pa și comparînd-o cu rezistența RM de la acest montaj rezultă că, în aceleași condiții de putere, se obține relația : Rcc = 16 RD, (9.101) care justifică posibilitatea oferită de montajele cu tranzistoare comple- mentare de a permite excluderea transformatorului de ieșire și utilizarea directă în circuitul de sarcină a bobinei mobile a unui difuzor cu o impedanță de valoare corespunzătoare acestui montaj. Puterea absorbită Pₐ de un etaj amplificator cu tranzistoare comple- mentare este (fig. 9.22, b) : (9.102) TC iar puterea disipată Pd este : P RP - (10.19) t7₁ = 220 V -> Rp = (10.20) Montajul de redresare a unei singure alternanțe este simplu și poate fi realizat fără transformator; pulsațiile rezultate fiind însă mari, necesită un filtru cu caracteristici superioare. 2. REDRESAREA AMBELOR ALTERNANȚE în schema din figura 10.9 cele două jumătăți ale secundarului transfor- matorului cu priză mediană fac ca diodele să funcționeze succesiv, redresîn- du-se ambele alternanțe ale tensiunii de rețea. Pulsațiile tensiunii rezul- tante pe sarcina R„ au frecvența egală cu dublul frecvenței rețelei și o ampli- tudine mai mică decît la redresarea unei singure alternanțe. Aceasta este o> consecință a faptului că timpul în care condensatorul Cₒ debitează pe rezistența de sarcină Rₛ este mai mic decît în cazul redresării unei singure alternanțe. Calculul acestui redresor se face după aceeași metodă ca și în cazul redresării unei singure alternanțe, cu ajutorul relațiilor : Uᵢₙᵥ=—— (10.21) COS o A = (10.22) R2j Rezistența înfășurărilor transformatorului, Rt, se calculează cu ajutorul tabelei 10.2. U₂ (10.23) cos 6 248 U, considerîndu-se între borna medie și fiecare dintre capetele înfășurării secundare a transformatorului. La redresarea anbelor alternanțe m = 2. Pentru calcul se folosesc dia- gramele din figura 10.9. I₂ = -y D, (10-24) (10.25) Pₐ = | (10.26) Iᵣ=-^-D. (10.27) Fig. 10.9. Redresor pentru redresarea ambelor alternanțe: ■a — cu tub electronic: b — cu diode semiconductoare tu punte; c — formele tensiunilor si curentilor la redresarea ambelor alternante ou sarcină capacitivă (indicii I ei II se referă la cele două diode). în montajul de redresare a ambelor alternanțe fiecare jumătate a înfășurării secundare lucrează pe rînd în sens opus compensînd componen- tele continue ale ambelor jumătăți și atunci (10.28) (10.29) 249 Po [%] -—-.100 = —p-. 2 Uₒ ÎRS Cₒ 1 e° P -------------- 2 180° (10.30) (10.31) (10.32) Ras — 2 I2U2cf ; Notațiile sînt cele utilizate la paragraful 1. Redresarea ambelor alternanțe, deși complică transformatorul de rețea prin introducerea unei înfășurări secundare suplimentare, în comparație cu. schema de redresare a unei singure alternanțe are avantajul unui coeficient de pulsație p mai mic. 3. CELULE DE FILTRARE Tensiunea redresată prezintă la ieșirea unui redresor un proiect depulsații cu 5... 10% mai mare decît cel admisibil (tabela 10.1), astfel încît el trebuie micșorat cu ajutorai filtrelor LC sau RC (fig. 10.13). în general, se folosește filtrul LC, deoarece bobina de șoc utilizată are o reactanță mare Ia frecvența pulsațiilor și o rezistență mică în curent continuu. Condensatorul are o reactanță mică pentru frecvența pulsațiilor și infinită în curent continuu. Deoarece rezistențele R au aceeași valoare atît în curent continuu cît și în alternativ, celulele de filtrare RC se folosesc numai în cazul unui receptor cu consum mic, deoarece la un curent continuu mare s-ar produce o cădere importantă de tensiune pe rezistență, deci pierdere de putere. Filtrul se intercalează între ieșirea redresorului și rezistența de sarcină. Celula de filtraj are rolul de a micșora tensiunea alternativă de la intrare conform relațiilor : La filtrul LC : ^ⁱcfⁱrc = ——------------; (10.33) intrare W LC 1 La filtrul RC ; (10.34) ~ intrare fitoC unde : ieșire este tensiunea alternativă de la ieșirea celulei de filtrare; P ~ intrare — tensiunea alternativă de la intrarea celulei de filtrare ; Fig. 30.10. Celule de filtrare: o “ XC; b — RC. 250 L — inductanță serie a celulei filtrului; C — capacitatea paralel a celulei filtrului; co/2tc — frecvența pulsațiilor. Dacă cu o singură celulă nu se obține o filtrare suficientă, se pot utiliza celule de filtrare duble. Filtrele de netezire se pot realiza și cu elemente active, tuburi sau tranzistoare care înlocuiesc inductanță de filtraj. Soluția se justifică însă numai cînd se obține simultan și o stabilizare a tensiunii. 4. EXEMPLE DE SCHEME DE ALIMENTARE a. Alimentarea receptoarelor cu tensiune anodică La majoritatea receptoarelor construite pentru a fi alimentate de la rețeaua de tensiune alternativă prin transformator se utilizează un redresor care redresează una sau ambele alternanțe. Filtrarea tensiunii redresate cu celule RC este utilizată pentru compensarea pulsațiilor de frecvența rețelei sau a dublului acesteia. în schema din figura 10.11 este prezentată schema unui alimentator în care redresarea se realizează cu o punte de diode D₁—Dᵢ și filtrajul cu celulele RC alcătuite din Cₓ, C₂, C₃și jRₓșijR₂. Etajele cu consum mai mare cum sînt amplificatoarele finale de audiofrecvență se alimentează de la ten- siunea Ui- Pentru alimentarea filamentelor sînt două înfășurări independente pe transformatorul de rețea. Pe una dintre ele cu priza mediană legată la masă se alimentează tuburile preamplificatoare de audiofrecvență care trebuie să nu introducă zgomot de frecvența rețelei sau multiplul acesteia și becurile care iluminează scala. Celelalte tuburi sînt alimentate în paralel cu filamentele avînd un capăt la masă. Pentru evitarea cuplajelor prin circuitul de alimentare al filamentelor s-au introdus circuitele de filtraj C₅; S₂, big.l .11. Compensarea pulsațiilor la ieșirea din filtru: a — prin aplicarea tensiunii de compensare pe catodul finalei 4F; b — obținerea tensiunii de compensare. 251 C₆ și Sₐ, C₇ pe filamentele tuburilor din etajele de radiofrecvență și frecvență intermediară. înfășurarea primară prevăzută cu prize pentru 110 V, 127 V, 150 V și 220 V este protejată cu fuzibilul F&, în timp ce înfășurările secundare sînt protejate cu fuzibilele F₁₇ F^ F₃ și F^. b. Alimentarea receptoarelor de la rețeaua de curent continuu și alternativ awz Fig. 10.12. Filtrare și negativare cu conectarea unui capăt al bobinei de șoc la masă. Lipsa transformatorului de rețea constituie avantajul principal al acestor receptoare. Se utilizează întotdeauna redresarea unei singure alternanțe. în general, aceste receptoare pot funcționa atît la rețeaua de 120 V, cît și Ia cea de 220 V. în cazul tensiunii de 220 V se introduce în serie o rezistență adițională, care produce căderea de tensiune pînă la 120 V. Un capăt al bobinei de filtraj se conectează uneori la minus, montajul diferind însă în funcție de modul cum sînt negativate tuburile. La montajul din figura 10.12 filamentele nu au un capăt conectat la masă. între filamentul și cato- dul tubului redresor trebuie să existe o izolație bună, deoa- rece între ele se aplică, în timpul alternanței negative, o tensiune egală cu tensiunea inversă maximă aplicată pe tubul redresor; catodul fiind legat la primul condensator de filtraj este la un potențial pozitiv, aproximativ egal cu amplitudinea tensiunii maxi- me aplicate. Datorită faptului că, în general, șasiul este legat la rețea, trebuie luate precauțiuni de protecție astfel incit nici o parte metalică (potențiometru, comutator etc.) în con- tact cu șasiul să nu poată fi atinsă cu mina. 5. ALIMENTAREA RECEPTOARELOR CU TUBURI DE LA ACUMULATOARE Receptoarele portative cu tuburi sau cele cu tuburi pentru automobile, se pot alimenta, pentru tensiunea anodică, fie de la baterii anodice care dau direct o tensiune cuprinsă între 60 și 120 V, fie de la acumulatoare sau baterii de joasă tensiune, asociate cu un convertor care transformă tensiunea con- tinuă în tensiune alternativă, pentru ca această tensiune să poată fi mărită cu ajutorul unui transformator pînă la valoarea necesară, după care este redresată. La receptoarele de tip mai vechi convertoarele se realizează cu vibrator (cu redresare mecanică sau electrică), iar în cele mai recente cu tran- zistoare. 252 a. Convertor de curent continuu eu vibrator în generai, tensiunea pentru care sînt construite vibratoarele este de 2 ; 6 sau 12 V, pentru a putea fi alimentate de la un acumulator avînd tensiunea respectivă. în figura 10.13, a se prezintă schema unui vibrator asincron, la care tensiunea continuă este întreruptă de un electromagnet EM, care atrage o lama elastică pe care se găsesc contactele A și B. Transformatorul Tᵣ ridică tensiunea la valoarea necesară pentru alimentarea anozilor și ecranelor tuburilor redresorului. Redresarea se face pentru ambele alternanțe cu diodele și Dₐ după care urmează, înaintea celui de filtrare propriu-zise, șocul și condensato- rul C^ care au rolul de a șunta frecvențele armonice produse de vibrator. Fig. 10.13. Vibrator: a — a ei La vibratorul sincron (fig. 10.16, b) diodele sînt înlocuite cu contactele C și D, realizînd un redresor mecanic antrenat în sincronism cu partea de întrerupere a vibratorului. Frecvența de* vibrație este de aproximativ 100 Hz. La contactele vibratorului se montează, în general, circuite serie RC pentru a reduce perturbațiile produse de scîntei și refacerea formei de undă. Randamentul global al alimentării cu vibrator sincron poate atinge valoarea maximă de 0,8, dar scade mult în cazul unei reglări incorecte. Deși are un randament mai redus, reglarea vibratorului asincron este mai puțin critică. b. Convertor de curent continuu eu tranzistoare Convertoarele electronice sînt superioare celor mecanice, deoarece au o siguranță și o durată de funcționare mai mare, un randament bun și gabarit mai mic. Faptul că nu au piese în mișcare constituie un avantaj de o deose- bită importanță. Temperatura este elementul care poate influența nefavorabil funcționarea convertoarelor cu tranzistoare. Funcționarea acestora se bazează pe transformarea tensiunii continue într-o tensiune alternativă cu o frecvență de cîțiva kilofaertzi cu ajutorul urnii oscilator cu tranzistoare. Amplitudinea tensiunii alternative este mărită printr-un transformator pînă la valoarea necesară, apoi redresată și filtrată. Convertoarele cu tranzistoare în contratimp (fig. 10.14) sînt mult utili- zate, deoarece au un randament mare chiar la valori mici ale tensiunii sursei de alimentare, Pentru a se obține tensiuni continue înalte, tensiunea 253 alternativă U₂ se aplică unui montaj de redresare cu dublare de tensiune sau de redresare a ambelor alternanțe. Filtrarea se realizează ușor, deoarece frecvența de lucru este mare. întreruptorui, care constituie un element esențial în convertoare, realizat cu tranzistoare, funcționînd în regim de comutație, prezintă pe lîngă avantajul unui randament ridicat și o siguranță mărită în exploatare față de cel mecanic, avînd în plus avantajul că nu produce perturbații de radio- frecvență. Cu cît frecvența de lucru este mai ridicată, secțiunea miezului magnetic scade proporțional cu aceasta. Trebuie avut în vedere însă, că odată cu creșterea frecvenței, cresc pierderile în miez, astfel încît apare necesitatea utilizării miezurilor de ferită. Se pot realiza convertizoare cu un singur tranzistor funcționînd ca oscilator, redresarea făcîndu-se cu o diodă semiconductoare. La acest tip de convertizor rezistența internă în curent continuu este mare, ceea ce con- stituie un dezavantaj, limitînd utilizarea numai pentru puteri și curenți mici. Convertizorul cu două tranzistoare în contratimp de tipul prezentat în figura 10.14, a, poate fi utilizat în bune condițiuni pentru puteri mai mari, avînd o rezistență în curent continuu mult mai mică decît varianta cu un singur tranzistor. Tranzistoarele și T₂ sînt comutate alternativ în stare de conducție și de blocare. La conducție, printr-o polarizare corespun- zătoare a bazelor tranzistoarele sînt aduse la saturație. Curentul de colector are valoarea : ic = ip- + Ir- (10.35) Neglijînd efectele pierderilor, curentul de magnetizare i[j. poate fi considerat ca variind liniar în timp. Fig. 10.14. Convertor cu tran- zistoare în contratimp a — schema; b — forma tensiunii în secundarul transformatorului. 254 Dacă intervalul de condiție al unuia din tranzistoare este (fig. 10.14, b) curentul de magnetizare variază cu : 21^ — —^. (10.36) Iᵣ reprezintă valoarea raportată Ia înfășurarea nᵣ a curentului din secundarul transformatorului cu spire. Acest curent este constant, în perioada intensitatea lui fiind determinată de curentul absorbit de sarcină Rf. Datorită faptului că ip, respectiv curentul de magnetizare are o varia- ție liniară, rezultă că și fluxul magnetic va avea tot o lege de variație liniară în timp, astfel încît va determina în înfășurarea secundară n₂ a transformatorului, apariția unei tensiuni aproximativ constante pe durata tᵣ. Pe baza tranzistorului Tj va apărea o tensiune de aceeași formă producînd conducția tranzistorului. Datorită saturării miezului magnetic în cazul convertizorului cu limitare pe miez, sau datorită ieșirii din saturație a tranzistorului Tᵣ în cazul convertizorului cu limitare pe tranzistor, se produce scăderea tensiunii pe baza tranzistorului T± și respectiv sfîrșitul perioadei de creștere a curentului de colector iC₁. Datorită faptului că tranzistoarele Tₜ și Tz funcționează în antifază, blocarea tranzistorului se produce simultan cu saturația tranzistoru- lui T₂, al cărui curent de colector va crește linear pînă la saturarea miezului, care duce la o nouă basculare pe T₁. Frecvența de comutație este determinată de viteza cu care se limitează curentul de colector. Alegerea acestuia este funcție de tipul tranzistoarelor, de miezul magnetic și de puterea necesară în sarcină. în general cu tolele de transformator obișnuite nu se poate depăși frecvența de 300 Hz sau 500 Hz pentru grosimi ale tolelor de 0,15 mm. Pînă la 5 kHz se pot utiliza tole de permalloy și peste această frecvență, pînă la circa 10 kHz, miezuri de ferită. La tranzistoare, factorul de amplificare în curent cu baza la masă, fₐ determină timpul de comutație. Amorsarea oscilațiilor la punerea în funcțiune a convertizorului con- stituie o problemă de bază. Pentru a evita pierderile într-un divizor rezis- tiv care ar putea fi utilizat în acest scop, se utilizează dioda din figura 10.14, a, care are o valoare mare la punerea în funcțiune, astfel încît cea mai mare parte a curentului va trece prin rezistența R^ la bazele tranzis- toarelor Tj și T₂, asigurînd amorsarea convertizorului. După amorsare, curenții de bază intenși circulă prin diodă, însă datorită neliniarității carac- teristicii acesteia, tensiunea la bornele ei crește numai în mică măsură, pier- derile rămînînd mici. Calculul riguros al convertizorului este dificil astfel încît în practică se consideră, pentru simplificare, variația curentului de magnetizare ea fiind liniară, în timp. Această ipoteză duce la valori practic utilizabile în special la eonvertizoarele eu limitare pe tranzistor, la cele cu limitare pe miez, erorile fiind mai mari. Ordinea calculului elementelor convertorului este următoarea: • Calculul transformatorului, respectiv a volumului miezului magnetic, numărul de spire al înfășurărilor și diametrul conductorilor acestora; • Calculul valorii eficace a curentului de colector și a celui de bază; • Calculul valorii de vîrf a curentului de colector și a tensiunii colec- tor-emitor maxim; 255 • Calculul timpului de comutație determinat de frecvența/ₐ a tranzis- torului ^comutație 4...8 ------» fa (10.37) • Calculul puterii disipate de tranzistor ; • Alegerea diodelor și elementelor celulei de filtraj. C. ALIMENTAREA RECEPTOARELOR CU TRANZISTOARE în general, receptoarele cu tranzistoare pot fi staționare sau portative. Cele portative se alimentează de obicei de la baterii și uneori de la acu- mulatoare sau de la rețeaua de curent alternativ. Receptoarele staționare cu tranzistoare se alimentează în general numai de la rețea. Radioreceptoarele trebuie să fie astfel concepute încît să asigure perfor- manțele receptorului de la valoarea nominală a tensiunii de alimentare, la o scădere de maximum 15.. .20%. în cazul receptoarelor portabile alimentate de acumulatoare, acestea conțin uneori și redresorul de încărcare de la rețea a bateriei de acumula- toare, cum este dispozitivul din figura 10.15. Fig. 10.15. Redresor pentru incăr carea bateriei de acumulatoare. Radioreceptoarele cu tranzistoare alimentate de la rețea, utilizează re- dresoare cu redresarea unei singure alternanțe, sau a ambelor alternanțe, cu filtre LC sau RC. Este recomandabil să se utilizeze redresoare stabilizate, deosarece consumul de curent variabil al etajului final în clasă B, face ca tensiunea de alimentare să varieze în ritmul pulsațiilor de curent, ceea ce produce distorsiuni. 1. STABILIZAREA TENSIUNILOR DE ALIMENTARE a. Stabilizator eu diodă Zener Cea mai simplă metodă de stabilizare a tensiunilor de alimentare se ob- ține cu stabilizatoarele parametrice cu diode cu siliciu de tip Zener, bazate pe modificarea parametrilor neliniari la modificarea tensiunii de intrare sau a rezistenței de sarcină. în figura 10.16, b este prezentată varianta cea mai simplă a unui stabilizator parametric cu diodă Zener a cărei caracteristică tensiune-curent are forma din figura 10.16, a. Dacă diodei Zener i se aplică o tensiune inversă, la o anumită valoare Uₛₜse produce străpungerea joncțiuniianod-catod. Pentru variații in anumite 256 te limite a curentului invers, tensiunea pe diodă rămîne aproximativ con- stantă, corespunzînd cu tensiunea medie de stabilizare Uₛₜ ₘₑₐ. în stabilizatorul cu diodă Zener curentul I arc valoarea (10.38) Fig. 10.16. Stabilizator cu diodă Zener : a — caracteristica tensiune-curent a diodei; b — schema stabilizatorului cu rezistentă de balast; c — schema stabilizatorului în punte. Dacă tensiunea de intrare Uᵣ crește, va crește curentul I, creștere care este preluată de dioda Zener astfel incit curentul prin sarcina R, și deci ten- siunea de la bornele acesteia va rămîne constantă. Similar, se produce feno- menul la scăderea tensiunii de intrare. Pentru obținerea acestei stabilizări de tensiune la variația tensiunii de intrare sau la variația în anumite limite a rezistenței de sarcină este necesară o alegere corectă a punctului de funcți- onare pe caracteristica diodei Zener. îmbunătățirea stabilizării se obține prin mărirea rezistenței de balast li, ceea ce duce însă la micșorarea randa- mentului stabilizatorului. Rezistența internă și factorul de stabilizare a stabilizatorului sînt fimc - ț ie de rezistența dinamică a diodei Zener. O rezistență dinamică mică duce la variații mai mici ale tensiunii de ieșire. Practic, se obțin rezistențe de ieșire între 10...30 D și un factor de stabilizare între 10. . .30. O mai bună stabilizare de tensiune se poate obține cu un stabilizator în punte cu diodă Zener de tipul celui din figura 10.16, c, care are însă dezavan- tajul unei rezistențe mari de ieșire. Deoarece temperatura influențează tensiunea de stabilizare a diodei Zener, se utilizează uneori o compensare cu coeficient negativ de temperatu- ră obținută cu diode semiconductoare sau diode Zener, montate în sens di- rect, sau cu termistoare. 257 b. Stabilizator cu amplificare Pentru o mai bună stabilizare de tensiune se utilizează metoda de stabi- lizare prin compensare, la care mărimea tensiunii de ieșire și aceea a unei tensiuni de referință se compară și diferența dintre acestea acționează asu- pra elementului regulator al stabilizatorului, astfel incit compensează in- fluența factorilor care duc la variații de tensiune. în general, diodele Zener se folosesc ca surse de tensiune de referință în stabilizatoarele cu tranzistoare, numite și stabilizatoare de compensare. Acestea asigură o tensiune de alimentare constantă atît la modificările ten- siunii redresate, cît și la variația sarcinii, fiind realizate în varianta deriva- ție sau serie. în figura 10.17, a la stabilizarea derivației în paralel cu sarcina, este montat un tranzistor de putere care preia un curent cu atît mai mare, cu cît tensiunea de sarcină va crește mai mult. Curentul prin tranzistor va fi maxim, cînd curentul Iₛ prin sarcină va fi minim. Montajul folosește un singur tranzistor și o diodă Zener pentru tensiunea de referință. Pentru mărirea factorului de stabilizare se poate utiliza un al doilea tranzistor de comandă. Fig. 10.17. Stabilizator cu amplificare : a — stabilizare derivație; b — stabilizare serie; c — stabilizare cu amplificare. Schema de stabilizare serie din figura 10.17, b are tranzistorul conectat în serie cu sarcina. în circuitul de colector al tranzistorului se aplică tensiunea de intrare și în bază tensiunea de referință aleasă, astfel îneît prin joncțiunea emitor- bază să treacă curentul nominal de sarcină. în circuitul bază-emitor se aplică diferența de tensiune dintre tensiunea pe dioda Zener și tensiunea în sarcină care nu va depinde de variațiile tensiunii sau ale curentului de la intrare. Pe tranzistor care constituie ele- 258 mentul de reglaj al stabilizatorului de tensiune se aplică ca tensiune de comandă numai variația tensiunii de ieșire, variația de curent fiind preluată de sursa de tensiune de referință. Cu aceste montaje se obțin fac- tori de stabilizare pină la 20, însă rezistența internă a stabilizatorului nu este suficient de mică pentru unele aplicații. O variantă cu performanțe îmbunătățite de stabilizator de tensiune este cel din figura 10.17, c, unde tranzistorul T* amplifică semnalul de eroare care comandă tensiunea bazei tranzistorului de reglaj T±. Acesta duce la mărirea factorului de stabilizare. Pentru obținerea de performanțe cît mai bune, tranzistoarele utilizate trebuie să aibă coeficient de amplificare în curent p cît mai mare. De ase- menea, sursa de referință trebuie să aibă o rezistență internă cît mai mică și tensiunea de referință să fie cît mai apropiată de tensiunea de ieșire a stabilizatorului. Stabilitatea cu temperatura se îmbunătățește introducînd în serie în sens de conducție directă 2... 3 diode Zener sau eventual diode cu germaniu. Pentru a mări însă prin aceasta rezistența dinamică a diodei Zener, diodele se montează în serie cu rezistența Rₜ din figura 10.17, c. Stabilizarea montajului este cu atît mai bună, cu cît valoarea rezisten- ței R₃ va fi mai mare, valoarea maximă fiind limitată de cea a curentului nominal prin sarcina R,. în receptoarele cu performanțe superioare și cu atît mai mult în cele speciale, tensiunile de alimentare sînt stabilizate cu montaje de tipul celor prezentate pentru asigurarea performanțelor generale. D. INFLUENTA MODIFICĂRII PARAMETRILOR PIESELOR ASUPRA PERFORMANȚELOR BLOCULUI DE ALIMENTARE 1. VERIFICĂRI Șl CONDIȚIILE DE MĂSURARE ALE BLOCULUI DE ALIMENTARE Verificările la care este supus un bloc de alimentare se rezumă la urmă- toarele : — verificarea cuadripolului de adaptare; — verificarea tensiunilor alternative și redresate; — verificarea tensiunii sau factorului de pulsație la bornele condensa- toarelor de filtrare; — verificarea consumului de putere (curent) preluat de la sursele de ali- mentare. • Verificarea cuadripolului de adaptare se face cu ohmmetrul și constă în urmărirea continuității circuitelor de alimentare. Ohmmetrul conectat la terminalele cordonului de rețea indică rezistența infinită dacă contactul în- trerupătorului este deschis, și de ordinul ohmilor și al zecilor de ohmi dacă contactul întrerupătorului este închis. Valorile specificate se referă la radioreceptoarele alimentate în c.a. cu transformator și autotransformator. Rezistența poate ajunge la valori de sute de ohmi dacă radioreceptorul este universal. 259 Verificarea siguranțelor fuzibile și a schimbătorului de tensiune se face conectînd ohmmetrul la firele cordonului de rețea. Acționînd schimbătorul de tensiune de la valori minime către tensiunea cea mai mare, ohmmetrul indică valori din ce în ce mai mari datorită înserierii rezistențelor în circuit (înfă- șurările transformatorului sau rezistențele divizorului de tensiune). Conec- tînd ohmmetrul labornele AP’ sau BP' (fig. 10.10) acesta trebuie să arate va- lori de ordinul miilor de ohmi. Valori mult mai mici sînt indicii de scurtcir- cuitare a condensatoarelor de filtrare sau de decuplare. La radioreceptoarele cu tranzistoare, verificarea cu ohmmetrul este in- dicată numai pentru circuitele ce nu includ tranzistoare sau condensatoare electrolitice : este preferabil ca verificarea continuității să se facă în afara montajului sau pe circuite deschise. Dacă procesul de reparare reclamă astfel de verificări, se impune pe de o parte ca ohmmetrul să aibă rezistența internă mare (minimum 50kQ) și sursa de tensiune să fie mai mică de 3 V, iar pe de altă parte să se respecte polaritățile și tensiunile de lucru ale pieselor supuse verificării. ® Tensiunea alternativă, de rețea, aplicată elementului redresor și tensiunea de încălzire (filament ) se măsoară cu voltmetrul de c.a. Valorile obținute, în ordinea prezentată, sînt de aproximativ : 110 V sau 220 V, 110 V, 250 V sau 280 V, 6,3 V, sau corespunzător tensiunii indicate în cata- logul de tuburi pentru tipurile de tuburi ce echipează radioreceptorul. Tensiunea redresată se măsoară cu un voltmetru de c.c. (punctele A — P' sau B—P' din figura 10.10). La un consuni normal tensiunea în punctele A—P' este aproximativ 1,05—1,15 ori mai mare decît valoarea eficace a tensiunii alternative aplicate elementului de redresare dublă alternanță și de 1—1,1 ori mai mare la redresarea monoalternanță. Tensiunea redresată la bornele B — P' este cu aproximativ 20—40 V mai mică decît tensiunea la bornele A—P' și depinde în principal de consumul tuburilor, mai puțin etajul final. • Tensiunea de pulsație, sau factorul dc pulsație caracterizează efica- citatea filtrului. Măsurarea acestei tensiuni se face cu voltmetrul și milivolt- metrul de audiofrecvență conectat labornele A—P' sau B—P' prin inter- mediul unui condensator separator de 0,1 gF. Tensiunea pulsatorie la bornele B—P' nu trebuie să depășească 0,12 % din valoarea tensiunii redre- sate măsurată la aceleași borne, pentru montajul monoalternanță, și de 0,08% pentru redresarea dublă alternanță. Tensiunea pulsatorie la bornele A—P' este de aproximativ 26 ori mai mare decît tensiunea pulsatorie la bornele B—P'. Tensiunea pulsatorie la ieșirea redresorului ce alimentează radioreceptoarele cu tranzistoare nu trebuie să depășească 2 mV. ® Consumul de putere sau de curent se verifică potrivit indicațiilor date în capitolul 19. Dacă se constată un consum exagerat la radioreceptoarele alimentate de la baterii sau acumulatoare, verificarea surselor se face pe sarcini artifi- ciale, punîndu-le să debiteze un curent aproximativ de 20 mA pentru bate- ria anodică 300 mA pentru pila de 1,5 V și 100—300 mA pentru setul de bate- rii ce alimentează radioreceptoarele cu tranzistoare. După 10 minute de lucru pe sarcină, dacă se constată o scădere de 15% din tensiunea pilei și 35% din tensiunea bateriile” -e impune schim- barea acestora. 260 2. ROLUL PIESELOR SI INFLUENTA MODIFICĂRII PARAMETRILOR ACESTORA ASUPRA PERFORMANȚELOR REDRESORULUI Sig. este siguranța fuzibilă a radioreceptorului (fig. 10.1). O calibrare pentru un curent mai mare poate provoca deteriorarea unor piese în caz de scurtcircuit. O calibrare pentru un curent mai mic întrerupe funcționarea radioreceptorului prin arderea firului fuzibil, în special la șocuri de curent. K₂ este schimbătorul de tensiune (fig. 10.1). Neadaptat la tensiunea rețelei, conduce la sensibilitate nulă sau scăzută dacă tensiunea rețelei este mai mică decît tensiunea corespunzătoare pozi- ției schimbătorului, și la deteriorarea, transformatorului și a celulelor re- dresoare, arderea tuburilor electronice și străpungerea condensatoarelor electrolitice din celula de filtrare, dacă tensiunea rețelei este mai mare decît tensiunea indicată de schimbător. Ci , C₂ (fig. 10.1) sînt condensatoarele filtrului de rețea. Valoarea capa- cității acestor condensatoare este de ordinul nanofarazilor. Valori mai mici provenite fie prin micșorarea capacității în timp, fie prin înlocuire, favori- zează pătrunderea zgomotelor de rețea și implicit reducerea raportului semnal-zgomot. Valori mai mari sau străpungerea acestor condensatoare au ca efect creșterea consumului de curent preluat de la rețea, eventual scurtcircuitarea rețelei sau punerea fazei la masă. Ultimul fenomen sporește pericolul de electrocutare la o eventuală atingere a șasiului. Tr este transformatorul de rețea. Deteriorările transformatorului de rețea (spire în scurtcircuit, întreruperea înfășurărilor) sau înlocuirea aces- tuia cu unul de putere mai mică provoacă reducerea tensiunii redresate și de încălzire a filamentelor și, implicit, micșorarea sensibilității precum și înrăutățirea celorlalte performanțe. Prezența spirelor în scurtcircuit se trădează prin încălzirea excesivă a transformatorului la funcționarea în gol. Rᵥ R₂ (fig. 10.3 și fig. 10.5) sînt rezistențele de reducere a tensiunii rețelei. Valori mai mici sau mult mai mici decît acelea indicate în schemă duc la încălzirea exagerată a filamentelor și la creșterea tensiunii redresate sau chiar la arderea filamentelor și distrugerea elementului redresor. Valori mai mari sau foarte mari, duc la subîncălzirea filamentelor și la micșorarea tensiunii redresate, eventual la întreruperea funcționării redresorului. Rezistențele Rᵣ și R₂ de putere mai mică se supraîncălzesc, se ard cu timpul și întrerup funcționarea redresorului. Ele se trădează după aspectul ex- terior (prezintă urme de carbonizare). Dacă sînt de putere mai mare, nu dăunează bunei funcționări, în schimb eventualele scurtcircuite pe căile de alimentare se materializează prin arderea altor piese mai importante decît rezistențele divizorului de tensiune. Tᵣ (fig. 10.5), PR (fig. 10.9, b~) sînt elementele redresoare. Uzura tubului redresor, creșterea rezistenței directe a elementelor redresoare duc la micșorarea tensiunii redresate. Atît tensiunea de lucru a elementului redresor, cît și curentul normal debitat de tubul redresor trebuie să corespundă cerințelor montajului. Valori mai mari ale tensiunii aplicate pe elementele redresoarelor se sol- dează cu distrugerea celulelor, iar pentru tub duc la epuizarea emisiei cato- dului, eventual arderea filamentului. Micșorarea rezistenței inverse a celu- lelor redresoare (fig. 10.9, b) duce la creșterea tensiunii de zgomot (tensiunea de pulsație mărită). 261 C₂ (fig. 10.5 și fig. 10.12) CM C (fig. 10.10) sînt condensatoarele de filtrare. Ele pot avea valori cuprinse între 10—500 p.F. Valoarea minimă se atribuie lui C± și cea maximă lui C₂. O valoare mai mare pentru Cᵣ pune în pericol de deteriorare sau ardere a elementului redresor. Pericolul crește dacă elementul redresor este un tub cu încălzire directă, o diodă semiconductoare și dacă radioreceptorul este închis și deschis în timpul funcționării. Fenome- nul se explică prin valoarea mare a curentului de încărcare preluat de Cᵣ în regim tranzitoriu. O valoare mai mică a lui Cᵣ determină micșorarea tensiu- nii redresate și creșterea tensiunii de pulsație (zgomotul de rețea crește). Un condensator de filtrare C₂ cu valoare mai mică a capacității duce la creșterea tensiunii de pulsație. O valoare mai mare a lui C₂ îmbunătă- țește filtrarea tensiunii redresate. Tensiunea de lucru a ambelor condensatoare trebuie să fie de 1,41 ori mai mare decît valoarea eficace a tensiunii aplicate redresorului. în caz contrar, există pericolul de străpungere a acestora, fie în momentul punerii sub tensiune a redresorului, fie la întreruperea consumului de curent. R (fig. 10.10, b) este rezistența de filtrare și poate avea valori cuprinse între 1 și 2,5 k£l. O valoare mai mică determină creșterea tensiunii redre- sate și de pulsație (zgomot de rețea mărit). O valoaremaimare sau mult mai mare duce la micșorarea tensiunii redresate și de pulsație, eventual la întreruperea tensiunii de alimentare. Puterea de disipație a rezistenței de filtrare trebuie să fie în concordan- ță cu valoarea maximă a curentului ce o străbate. O putere mai mică duce cu timpul la arderea acesteia. O putere mai mare prejudiciază alte piese la even- tuale scurtcircuite pe căile de alimentare (dacă nu există siguranța fuzibilă). R₂, R₃ (fig. 10.12) sînt rezistențele de negativare conectate pe minusul general. Ele pot avea valori cuprinse între 20 și 100 U. Valori mai mici duc la micșorarea tensiunii redresate, datorită consumului exagerat preluat de etajul final (negativarea mică). Valori mai mari determină creșterea tensiu- nii redresate și un consum redus de putere. r (fig. 10.6) este rezistența de limitare a curentului în elementul redresor. Valoarea rezistenței este cuprinsă între 100 și 200 £2. O valoare mai mare protejează mai bine tubul sau elementul redresor ; în schimb se micșorează tensiunea redresată. O valoare mai mică periclitează tubul sau elementul redresor la eventualele scurtcircuite pe traseul de alimentare. Piesa vibratoare (fig. 10.13,a și 5) poate duce la nefuncționarea converto- rului de tensiune, dacă contactele se oxidează sau la o funcționare necores- punzătoare. Oxidarea pronunțată a contactului A (rezistență de contact foarte mare) face ca lamela elastică să nu mai vibreze și implicit se între- rupe tensiunea la ieșire. Tₗf T₂ (fig. 10.14) sînt tranzistoarele convertorului de tensiune cu rol de oscilator în montaj în contratimp. întreruperea joncțiunilor sau scurtcir- cuitarea acestora scoate convertorul din funcțiune parțial sau total. R este rezistența de balast (fig. 10.16, b). O valoare mai mare pentru R îmbunătățește stabilizarea montajului însă micșorează randamentul. D este dioda Zenner (fig. 10.16, b) cu rol de stabilizatoare de tensiune, întreruperea joncțiunii are ca efect creșterea tensiunii de ieșire și suprimarea efectului de stabilizare. Același efect îl are întreruperea joncțiunii și pentru montajele prezen- tate în figurile 10.17, a și b, în care dioda Zener are rol de sursă de tensiune de referință. 262 Capitolul 11 TIPURI DE RADIORECEPTOARE A. GENERALITĂȚI Unui radioreceptor i se cer în general următoarele performanțe de bază : — să poată recepționa și posturi foarte depărtate (care dau semnale reduse în antenă); această performanță se numește sensibilitate; — să asigure o bună separare a postului de emisie recepționat față de celelalte posturi; această performanță se numește selectivitate; — să reproducă fără distorsiuni toate frecvențele audio recepționate ; această performanță se numește fidelitate. Pentru a obține o bună sensibilitate, radioreceptorul trebuie echipat cu un număr mare de etaje amplificatoare, fiecare etaj avînd un factor mare de amplificare. Mărirea factorului de amplificare pe etaj, precum și mărirea numărului de etaje amplificatoare cu aceeași bandă de frecvență este limi- tată însă de instabilitatea montajului datorită reacțiilor parazite (montajul poate autooscila). Mărirea sensibilității radioreceptorului mai este limitată și de zgomotul de agitație termică introdus de etajele amplificatoare (în special de etajele de nivel redus). în cazul alimentării radioreceptorului din rețeaua de c.a., în afara zgomotului de agitație termică mai apare și zgomotul de rețea, cu atît mai pronunțat (și mai greu de înlăturat), cu cît sensibilitatea în AF este mai ridicată. Ăceasta se datorează cuplajelor para- zite între rețea (circuitele de alimentare a filamentelor, filtraje insufici- ente, ecranări insuficiente etc. ) și etajele AF (în special cele cu nivel redus de semnal). O sensibilitate ridicată a receptorului este însă necesară doar pentru semnalele slabe sau foarte slabe. în ipoteza unor semnale puternice, o sensibilitate ridicată va face să apară distorsiuni datorită limitării semnale- lor foarte amplificate de primele etaje, în etajele următoare. Din acest mo- tiv radioreceptorul cu o bună sensibilitate trebuie dotat cu dispozitiv de reglaj automat al sensibilității care, pentru evitarea distorsiunilor, trebuie să acționeze asupra nivelului semnalului. Pentru a obține o bună selectivitate, radioreceptorul trebuie să dispună de un filtru trece-bandă sau de cît mai multe circuite acordate (care să aproximeze caracteristica unui filtru de bandă). Pentru realizarea acordului radioreceptorului pe postul dorit din gamă, filtrul (sau circuitele acordate) trebuie să dispună de elemente de reglaj cu ajutorul cărora să se poată de- plasa banda de trecere în toată gama de lucru. Acest deziderat este foarte greu realizabil în ipoteza unui filtru trece-bandă cu o caracteristică cît mai aproape de cea ideală (v. fig. 6.1). în plus, pentru a evita apariția unoi’ feno- mene nedorite datorate neliniarității caracteristicii primului etaj amplifi- 263 câtor de RF filtrul trebuie montat la intrarea radioreceptorului. în cazul neliniarităților poate apărea de exemplu recepționarea mai multor posturi simultan, dintre care unul avînd frecvența purtătoare egală cu frecvența centrală a benzii de trecere a filtrului, iar celelalte rezultînd din schimbări de frecvență între diverse posturi cu nivel ridicat și care cad astfel tot în banda recepționată. Cum orice filtru introduce o atenuare în banda de lucru, cu atît mai mare cu cît caracteristica sa se apropie de cea ideală, se observă că nivelul de semnal care va ajunge la intrarea primului etaj de RF va fi mai redus, ceea ce va duce la necesitatea măririi sensibilității și deci implicit la micșorarea raportului semnal/zgomot. Din aceste motive se preferă echiparea radioreceptoarelor cu circuite acordate simple sau cuplate, în acest caz acordul pe postul dorit se realizează prin utilizarea de obicei a unor condensatoare variabile identice, cîte unul pentru fiecare circuit acor- dat, montate pe același ax pentru a putea efectua acordul simultan al tuturor circuitelor pe aceeași frecvență. în general performanțele radioreceptoarelor depind de caracteristicile semnalului recepționat (de frecvența lui purtătoare, de nivelul lui etc.). Un radioreceptor ideal trebuie să aibă performanțe care nu depind (sau depind foarte puțin) de semnal. Variațiile selectivității și ale fidelității ra- dioreceptorului cu nivelul semnalului nu sînt de dorit decît în foarte mică măsură în cazul recepționării semnalelor MA. Acest lucru se explică astfel: pentru un semnal cu nivel mare ar interesa o audiție dc calitate și acest lucru impune o fidelitate sporită și în consecință o bandă largă. Pentru un semnal slab interesează o selectivitate sporită în primul rînd pentru a putea separa semnalul de celelalte semnale cu frecvențe purtătoare apropiate și poate cu nivele mai mari și în al doilea rînd, un raport semnal/zgomot mai bun, per- formanță absolut necesară pentru a putea amplifica de un număr mare de ori numai semnalul, nu și zgomotul. Chiar și în acest caz se observă că banda radioreceptorului nu trebuie să se modifice decît foarte puțin, de la 2 la 30 kHz cel mult. Cel mai simplu tip de radioreceptor nu utilizează decît un etaj demodu- lator și un circuit de selecție în vederea alegerii stației de emisie dorite și este denumit radioreceptor cu simplă detecție. Introducerea etajelor amplificatoare (fie dc RF, fie de AF) în schema bloc a radioreceptorului cu simplă detecție îl transformă pe acesta într-un radioreceptor cu amplificare directă. Datorită amplificării reduse a etaje- lor de RF la frecvențe radio ridicate, radioreceptorul cu amplificare directă funcționează bine numai în gamele de UM sau UL. Pentru a se asigura funcționarea și în gamele de US sau UUS se intro- duce reacția pozitivă. în acest mod se poate realiza un etaj care să cumuleze mai multe funcții, denumit etajul demodulat cureacție. Radioreceptoarele echipate cu demodula- toare cu reacție poartă numele de radioreceptoare cu reacție. Principala deficiență a acestor radioreceptoare este faptul că acordul pe stația de emisie dorită presupune reglajul a două butoane (unul reglează nivelul de reacție) și că acest reglaj nu este suficient de stabil în timp. Pentru asi- gurarea stabilității acestui reglaj în timp s-au construit radioreceptoare cu superreacție la care reglajul nivelului de reacție este automatizat. Cu toate acestea, tipurile de radioreceptoare descrise mai sus, deși simple, nu au performanțele cerute unui radioreceptor de calitate. 264 Un radioreceptor bun trebuie să aibă performanțe care să se apropie cît mai mult de performanțele ideale. Aceste performanțe nu trebuie să depindă de elementele exterioare ale radioreceptorului (de gama de undă, frecvența purtătoare a postului recepționat, de nivelul semnalului etc.), ci numai de elementele componente ale radioreceptorului și să fie cît mai stabile în timp. Schimb înd frecvența purtătoare a semnalului recepționat într-o frecvență purtătoare fixă și utilizînd o schemă cu amplificare directă pe această frec- vență fixă, sc poate obține un radioreceptor ale cărui performanțe să se apropie de cele ideale. Schimbarea frecvenței purtătoare se face, după cum s-a văzut, cu ajutorul etajului schimbător de frecvență (v. cap. 4). Considerînd fₛ frecvența purtătoare a semnalului și f, — frecvența intermediară, frecvența fₕ a oscilatorului local poate fi : (11-1) sau (11-2) Modul de lucru definit de relația (11.1) arată că frecvența oscilatorului local trebuie să fie totdeauna mai marc decît frecvența semnalului. Cum schimbarea de frecvență mai poartă numele de heterodinare, modul de lucru definit de ecuația (11.1) poartă numele de supradină, și în mod impropriu de superheterodină. Modul de lucru definit de ecuația (11.2) indică faptul că frecvența oscilatorului local va fi totdeauna mai mică decît frecvența semnalului și poartă denumirea de infradină. Modul de lucru infradină nu se mai utilizează decît în cazuri cu totul speciale, deoarece conduce la îngustarea gamei recepționate. Acest mod de lucru a fost utilizat la primele radioreceptoare cu tranzistoare, la care nu se puteau obține frecvențe de oscilație ridicate, deoarece nu erau încă construite tranzistoare cu frecvențe fₐ suficient de ridicate. în ecuațiile (11.1) și (11.2) fa și fa au un rol simetric. în consecință, considerînd aceeași frecvențăa oscilatorului local, rezultă ecuațiile : f, = Ă - fi (H.3) fu - fi + fi • (11-4) Aceste ecuații arată că există două frecvențe purtătoare de semnal care pot conduce la obținerea frecvenței intermediare/, la ieșirea etajului schimbător de frecvență. în cazul modului de lucru supradină/» va fi frec- vența semnalului și/Sᵢ va fi frecvența semnalului imagine sau ,,imaginea“. în cazul modului de lucru infradină, rolurile frecvențelor fₛ și fSᵢ sc inversează. Dacă se scad relațiile (11.4) și (11.3), rezultă: fa-f< ^fa (11.5) adică frecvența imagine se află la un ecart de 2/, față de frecvența de semnal. Pentru modul de lucru supradină frecvența imagine este mai ridicată decît frecvența semnal. Pentru a evita rccepțiorarea simultană atît a frecvenței/«„ cît și a frecvenței/,, radioreceptorul cu schimbare de frec- vență trebuie să dispună, înaintea etajului schimbător de frecvență, de un filtru de bandă (care în cazul cel mai simplu se reduce la un simplu circuit acordat) care să lase să treacă doar frecvența dc semnal, nu și frecvența. imagine în caz contrar postul fiind recepționat de două ori pe scală. Se mai pot adăuga, la fel ca la radioreceptorul cu amplificare directă, în fața etaju- lui schimbător de frecvență etaje amplificatoare de RF care contribuie la îmbunătățirea performanțelor radioreceptorului. Schema-bloc a unui radio- receptor cu schimbare de frecvență cu MA este prezentată în figura 11.1. în cazul în care radioreceptorul trebuie să recepționeze semnale MF se va Fig. 11.1. Schema-bloc a unui radioreceptor 3/A cu schimbare de frecvență. înlocui etajul demodulator MA cu un etaj limitator de amplitudine urmat de un etaj demodulator MF. Etajul limitator de amplitudine în acest caz are rolul atenuării modulației parazitare în amplitudine, care ar conturba buna funcționare a etajului demodulator MF. Radioreceptoarele moderne trebuie să fie capabile să funcționeze atît pe gamele de UL, UM și US (în cadrul cărora stațiile de emisie utili- zează MA) cît și în gama de UUS (în cadrul căreia stațiile de emisie utilizează de obicei MF). Din acest motiv ar fi necesare două radiorecep- toare : unul pentru MA și unul pentru MF. Din motive de economie însă, schema-bloc a unui astfel de radioreceptor este ca în figura 11.2. Fig. 11.2. Scheina-bloc a unui radioreceptor combinat MA — MF. Dacă radioreceptorul funcționează cu MA, recepția se face prin antena A' semnalul intră în circuitele de intrare CI—MA și apoi în ampli- ficatorul de RF—MA, ajungînd la comutatorul care va fi comutat pe poziția 2. Comutatorul K asigură deblocarea oscilatorului OL—MA și în consecință semnalul de RF își schimbă frecvența în etajul schimbător MA, după care este amplificat în etajul de FI și ajunge în detectorul MA (separarea se face prin filtre, deoarece frecvența intermediară MA este în jurul valorii de 455 kHz, iar frecvența intermediară MF este de 10,7 MHz). 266 Prin comutatorul K₃, plasat pe poziția 2', semnalul demodulat ajunge în amplificatorul de AF, în etajul final și de aici în difuzor. în cazul funcționării pe MF semnalul intră prin antena A' prin circui- tele de intrare CI—MF, amplificatorul de RF—MF și își schimbă frecvența în etajul mixer MF, obținîndu-se frecvența intermediară FI—MF. Acest semnal ajunge prin comutatorul Kᵣ plasat în poziția 1, în etajul schimbă- tor MA care, deoarece oscilatorul MA este blocat, funcționează ca un etaj amplificator de FI și apoi în etajele de AFI. Tot comutatorul K modifică schema ultimului etaj de FI astfel încît acesta devine limitator MF. Semnalul de FI—MF ajunge (datorită filtrelor) în etajul demodulator MF, de unde prin comutatorul K₃ plasat pe poziția 1' ajunge în amplificatorul de AF final și apoi în difuzor. Dacă receptorul este de tipul stereo, el va avea un demodulator special stereo (v. cap. XII) și etajele de AF vor fi dublate. în funcționarea „mono“ cele două canale de AF vor funcționa în paralel. în funcționarea „stereo", comandată prin acționarea unui comutator, fiecare canal audio va fi comutat la o ieșire corespunzătoare a „demodulatorului stereo' ‘. Unele receptoare stereo dispun numai de canalele din AF urmînd ca demodulatorul stereo să fie anexat ulterior. Aceste receptoare pot funcționa doar cu reproducătoare de surse de AF stereo (PU sau magnetofoane) ele fiind denumite în consecință impropriu „receptoare stereo". B. RADIORECEPTORUL CU SIMPLĂ DETECȚIE Cel mai simplu radioreceptor este radioreceptorul cu simplă detecție, a cărui schemă-bloc este prezentată în figura 11.3. Din figura 11.3 se poate observa că energia necesară acționării căștilor (sau difuzorului) este luată direct din antenă, fără a mai fi amplificată. în acest caz, pentru a obține o putere cît mai mare la ieșire (în căști) și în con- secință o bună sensibilitate, va trebui să se realizeze un transfer maxim de putere din antenă spre căști. în vederea obținerii unei selectivități bune, radioreceptorul cu simplă detecție trebuie echipat cu un filtru de bandă cu performanțe corespunzătoare. O bună fidelitate depinde în mare măsură de traductorul electroacustic folosit (căști). Una din schemele de principiu posibile ale radioreceptorului cu simplă detecție este arătată în figura 11.4. Condensatorul servește la blocarea 267 Fig. 11.4. Schema dc principiu a unui radio- receptor cu simplă detecție. tensiunilor de rețea, în ipoteza în care antena ar face contact accidental cu faza rețelei. Acest condensator se alege între 5 și 50 nF, iar tensiunea de lucru se alege suficient de mare pentru a rezista la vîrfurile de tensiune accidentală (U = 1 000 V). în vederea transferului maxim de putere între antenă și circuitul acordat LCV, care servește drept filtru de bandă se utili- zează comutatorul cu ajutorul căruia se comută antena pe diverse prize ale bobinei L pînă la realizarea adaptării. Se realizează astfel egalizarea rezistenței interne a antenei cu cea reflectată de radiorecep- tor în circuitul de antenă. Cea de-a doua condiție a trans- ferului maxim este satisfăcută implicit prin acordul circuitu- lui pe frecvența /₀ a stației de emisie. Pentru asigurarea transferului maxim de putere între circuitul acordat LCV și demodulatorul D se utilizează comutatorul K^. Selectivita- tea radioreceptorului depinde de factorul de calitate in sarcina Qₛ a circuitului de acord și de valoarea frecvenței de acord f₀ a acestui circuit prin relația 0ₛ (H-6) în care B este banda circuitului definită la 3 dB. Pentru realizarea unui acord pe o gamă de frecvențe, condensatorul C„ este un condensator variabil. Dioda de detecție D este o diodă semiconduc- toare cu capacități proprii mici și cu un raport mare între rezistența în sens de conducție și rezistența inversă. Utilizarea unei diode cu capacități parazi- te mari sau cu raport redus între rezistența de conducție și rezistența inversă strică randamentul detecției. Condensatorul C₂ face parte, împreună cu rezistența în sens de conducție a diodei, dintr-un circuit integrator care servește la atenuarea frecvențelor radio la ieșirea demodulatorului. Practic, pentru căști cu o impedanță de 4 000 Q acest condensator are o valoare între 1 și 5 nF„ Ca traductor electroacustic se utilizează de obicei căști cu impedanță mare sau un difuzor cu paletă liberă cu impedanță de asemenea mare (~10 kD). Deoarece factorul de calitate în sarcină al circuitului de acord al radioreceptorului este redus (Q x 4 datorită adaptării), fidelita- tea va fi condiționată aproape exclusiv de către traductorul electroacustic. C. RADIORECEPTORUL CU AMPLIFICARE DIRECTĂ Introducînd etaje de amplificare se trece de la radioreceptorul cu simplă detecție la radioreceptorul cu amplificare directă (fig. 11.5).Deoarece etajele amplificatoare pot amplifica atît semnalele provenite din antenă cît și semnalele de la ieșirea demodulatorului, schema-bloc a unui radio- receptor cu amplificare directă conține etaje de RF, precum și etaje ampli- ficatoare de AF. 268 Această schemă-bloc poate fi notată prescurtat prin m-V-n, în care m este numărul de etaje amplificatoare de RF, F — etajul detector, iar w — numărul de etaje amplificatoare de AF. în cazul radioreceptorului cu amplificare directă, amplificarea etajelor de RF va fi: rf = n Q. 'o și deci Afîᵣ dar o>₀ m s o II 'L Fig. 11.5. Schema-blcc a unui radioreceptor cu amplificare directă. în care Si este panta etajului i de RF, Q{ — factorul de calitate al circu- itului care echipează acest etaj și Lₜ, CVᵢ — inductanță, respectiv capa- citatea variabilă a circuitului. în cadrul unei game de undă toți factorii sînt relativ constanți în afara condensatorului Cₜ. Se observă că sensibilitatea variază în bandă fiind mai bună pentru un raport —mai mic, deci la frecvențele ridicate din gamă. Cum se utilizează același condensator variabil pentru toate gamele de undă, induc- tanța L va fi mai mică pentru gamele de undă cu frecvențe mai mari și deci sensibilitatea va scădea inult pe gamele corespunzătoare acestor frecvențe. Nici selectivitatea nu se păstrează constantă în gamă în cazul radio- receptorului cu amplificare directă. Astfel, dacă se consideră un singur circuit de RF, banda B a acestui circuit va fi B = --. Cum factorul de Q calitate Q este aproximativ constant în gamă, rezultă că banda de trecere crește cu frecvența de lucru și în consecință selectivitatea va scădea cu cît frecvența crește. Se obține astfel o selectivitate mult mai bună decît cea necesară la capătul inferior al gamei de UL (și în consecință fidelitatea va fi redusă, fiind atenuate frecvențele audio înalte), iar la capătul corespunzător frecvențelor înalte din gama de UM (1 600 kHz) o selectivitate insuficientă (dar o fidelitate corespunzătoare). în cazul în care se consideră toate circui- tele acordate ale radioreceptoiului (n la număr), banda echivalentă de trecere Bₜ în ipoteza unor circuite acordate simple va fi dată de relația : ! (1 + jB₂.QM) = II (1 + jBₜ Q,) (11.8) sau ^1 -j- BÎQ^= ₊ B^QV de unde Bₜ = /(V ¹ + ^'j ~ ¹ (11.9) Qm 269 -a o Fig. 11.6. Schema unui radioreceptor 1-V-l complet tranzistorizat. în care : (11.10) Această relație arată că pe măsură ce numărul de circuite acordate crește, contribuția fiecăruia la îngustarea benzii scade (în aceste relații banda a fost definită la o neuniformitate de 3 dB). Considerentele de mai sus sînt identice și pentru cazul etajelor de UF de Ia radioreceptorul cu schimbare de frecvență. • Scheme de radioreceptoare cu amplificare directă. în figura 11.6 se prezintă una din variantele posibile ale schemei de principiu a unui radio- receptor cu amplificare directă, capabil să funcționeze pe gamele de UL și VM. Radioreceptorul este un 1- VI complet tranzistorizat. Primul etaj, echipat cu tranzistorul Tᵥ este un etaj amplificator de RF cu emitorul comun. Circuitul acordat Lᵣ (C₃, C₄) (pe UM) servește drept filtru de bandă și totodată și de antenă, miezul magnetic al bobinei Lₜ fiind o bară de ferită. în cazul în care radioreceptorul va funcționa cu o antenă exterioara, schema circuitului de intrare (C₃, se modifică conform cu figura 11.7. în această figură s-au păstrat notațiile pieselor din figura 11.6. în cazul utilizării unei antene exterioare bobinele Lₜ (și respectiv L₂) nu mai trebuie așezate pe o bară de ferită. Pentru realizarea acordului simultan al celor două circuite acordate, care alcătuiesc filtrul de bandă al acestui radioreceptor, condensatoarele variabile C₃ și Cₗₒ sînt montate pe un același ax și au aceleași valori maxime precum și aceeași variație a capacității cu unghiul de deschidere (cu rotația axului de acționare). Pentru a compensa capacitățile parazite s-au montat în paralel condensatoarele semiajustabile și respectiv C'ᵤ (condensatoare trimer). în acest mod se compensează erorile la capătul corespunzător frecvențelor ridicate din gama de UM. Condensatoarele Cᵣ și C₁₃ au același rol în gama de UL. Compensarea erorilor la capătul corespunzător frecvențelor coborîte din gamă se face cu ajutorul miezurilor semivariabile ale bobinelor L} și respectiv L^ Valoarea inductanțelor respective va varia în limite relativ în- guste. Această operație de corectare a erorilor de acord poartă numele de ali- nierea circuitelor (sau acordul circuite- lor) radioreceptorului. Trecerea pe gama de UL se face închizînd contactele 1 cu 2 și 3 cu 4. în această gamă alinierea se face doar la capătul corespunzător frecvențe- lor ridicate, renunțîndu-se uneori din mo- tive de economie la alinierea în două punc- te (și la capătul corespunzător frecven- țelor coborîte, la care erorile relative de capacitate ale condensatoarelor vari- abile sînt mai mici). Deoarece radioreceptorul este echi- pat cu tranzistoare și acestea sînt ampli- ficatoare de putere, este necesară reali- zarea adaptărilor de impedanță. Pentru Fig. 11.7. Circuit de intrare cu cuplaj inductiv pentru radioreceptorul din fi- gura 11.6. 271 evitarea apariției pe baza tranzistorului a mai multor posturi simultan, în special în cazul în care semnalele acestor posturi sînt puternice, se face un compromis între o selectivitate bună pentru primul circuit acordat (C₃, C₄) și o adaptare bună. Acest compromis evită de asemenea și intermodula- ția, fenomen care apare datorită conversiei pe baza tranzistorului din cauza neliniarității caracteristicii de bază ( — uₙ). Grupul R₆ C₈ este un filtru trece-jos care are ca scop evitarea reacțiilor pe linia de alimentare. Se poate observa că în absența unui filtru curentul de colector al tranzistoru- lui T₂ (care conține și componente de RF) va duce la apariția unor tensiuni pe rezistența internă a sursei de alimentare, care se vor aplica pe baza tranzistorului T^, conducînd astfel la apariția unei reacții. Dacă produsul Ap (amplificare-reacție) este suficient de mare, montajul poate deveni instabil (poate autooscila). Etajul demodulator este de tip cu detecție pe colector. în cazul radio- receptoarelor cu amplificare directă se utilizează fie acest tip de demodu- lator, fie demodulatorul cu diodă, deoarece aceste două tipuri de etaje detectoare MA funcționează corect la semnale mari. în această schemă s-a preferat utilizarea detectorului MA cu detecție pe colector față de cel cu diodă, deoarece prezintă o amplificare în AF și de asemenea amortizează mai puțin circuitul acordat din față Li (Cₗₒ, Cₙ) ceea ce conduce la îm- bunătățirea selectivității. Circuitele Bᵤ, C₁₇, Cg, Rₛ au același rol ca și circuitul C₈ R₆. Etajul final de AF, care lucrează în clasa A, este dotat, pentru îmbună- tățirea coeficientului de distorsiuni de neliniaritate, cu o reacție negativă selectivă globală R₅CgRg (v. fig. 11.6). în figura 11.8 se prezintă schema unui radioreceptor similar cu cel prezentat în figura 11.6, însă echipat cu tuburi electronice. Eață de schemele cu tranzistoare apar diferențe datorită particularităților de funcționare a tuburilor față de tranzistoare. Astfel, nu mai este necesară adaptarea de putere, tuburile avînd impedanțe de intrare foarte mari. De asemenea, nu mai sînt necesare circuitele de stabilizare termică. în schimb, alimentarea se complică, fiind necesare tensiuni anodice ridicate (150—300 V) și tensiuni pentru încălzirea filamentelor. Condensatoarele C₁₇ și C₁₈ au două roluri, și anume : punerea șasiului radioreceptorului la masă pentru componentele de RF, formînd astfel circuitul de antenă (deschis) și înlăturarea modulației cu zgomot de rețea datorită cuplării șasiului cu rețeaua. în cazul existenței unei bune prize de pămînt condensatoarele C₁₇ Și G₈ pot lipsi, rolul lor fiind preluat de priza de pămînt. D. RADIORECEPTORUL REFLEX Se știe că un etaj de amplificare amplifică tensiunile păstrîndu-le forma dacă etajul nu introduce distorsiuni de neliniaritate sau nu conține filtre care să reducă spectrul semnalului. în consecință, un etaj poate amplifica simultan atît în RF cît și în AF, singura dificultate care apare fiind separarea ulterioară a semnalelor. Se știe că amplificarea dată de un etaj este A = SZₛ în care $ este panta tubului și Z, impedanța de sarcină. Dacă tubul va dispune de două impedanțe de sarcină conectate în serie, atunci: A = S(Z₃₁ + ZSᵢ), (11.11) 272 273 1 2 3 4 UM UL i--- ---• Fig. U.8. Schema unui radioreceptor J-V-l cu tuburi electronice, în care ZS₁ poate fi însă astfel făcută încît să fie neglijabil de mică la frec- vențele în care Zₛ„ are o valoare importantă și de asemenea ZSᵢ poate fi astfel construită ca să fie neglijabilă la frecvențele la care ZS₁ are o valoare importantă. Se obține astfel separarea căilor de frecvență. Radioreceptorul construit pe baza acestui principiu poartă numele de „radioreceptor reflex⁴⁴. Schema-bloc a unui radioreceptor cu amplificare directă reflex este dată în 11.9. Schema-bloc a unui radioreceptor cu amplificare directa reflex. figura 11.9. Se observă că etajul RF este utilizat și pentru amplificarea de AF. Și radio- receptoarele cu schimbare de frecvență ~ pot utiliza montajul „reflex⁴⁴. în acest caz etajul „re- flex⁴⁴ amplifică atît frecvența in- termediară cît și audiofrecvență. în figura 11.10 se prezintă una din variantele posibile ale schemei de principiu a etajului „reflex⁴⁴. Semnalul de RF captat din antenă ajunge în circuitul acordat L₂ (C^H datorită cuplajului inductiv între bobinele Lₓ și L₂. Deoarece C₂ > || CT₁ capătul de jos al bobinei L₂ este punct rece (la masă) pentru semnalul de RF. Semnalul de AF este adus de la etajul demodulator prin grupul (7₁₀ și P tot în punctul de jos al bobinei L₂, care pentru semnalul de AF este punct cald, deoarece : i ~ ^fAmax II P, (11.12) unde fAₘax este frecvența maximă audio. Relația de mai sus arată că la frecvențele din banda audio (fA) con- densatorul C₂ prezintă o reactanță foarte mare, deci nu scurtcircuitează semnalul. Un rol similar condensatorului C₂ îl are condensatorul CG a cărui valoare trebuie să satisfacă relația C₆> (C„₂ || CT₂) și de asemenea dacă se presupune ----* + tWP Fig. 11.10. Schema de principiu a unui etaj reflex echipat cu tuburi. 274 că rezistența de grilă a etajului următor amplificator de AF cu care este cuplat etajul reflex este mult mai mare ca R₃, atunci: - ¹ ᵣ > ^₃- (11-13) ~ A max ^6 Se observă că cele două inegalități nu pot fi satisfăcute decît dacă există o diferență suficient de mare întreg ₘₐₓ și frecvența minimă de RF, ceea ce pentru etajul de față se satisface implicit. Se mai observă că amplificarea obținută cu un etaj reflex este mai redusă decît amplificarea obținută cu două etaje amplificatoare obișnuite, unul pentru RF și unul pentru AF. Acest lucru se explică datorită faptului că existența filtrelor conectate în serie face ca impedanțele de sarcină obținute pentru fiecare bandă de frecvențe în parte să fie mai mici. De asemenea, existența rezistenței R₃ (care este destul de mare, de circa 100 kD) face ca tensiunea de alimentare a anodului tubului săfiemai redusă, ceea ce schimbă punctul de funcționare față de cel optim pentru amplificarea de RF, reduce panta și deci și amplificarea. Un alt dezavantaj al montajului reflex este datorat neliniarităților introduse de elementul amplificator care, în cazul semnalelor puternice, produc o demodulare a semnalului de RF ce este amplificată în AF și apare la difuzor. în consecință, există pericolul ca posturile puternice să dea semnal la ieșire, indiferent de poziția cursorului potențiometrului de volum P. De asemenea, datorită întoarcerii semnalului, montajul reflex poate deveni instabil dacă filtrele de separare a căilor nu sînt corect execu- tate. în figura 11.11 se prezintă un etaj reflex echipat cu tranzistoare. Montajul reflex se utilizează totuși în radioreceptoarele cu performanțe mai reduse datorită avantajelor economice pe care le prezintă. Fig. 11.11. Schema dc principiu a unui etaj reflexj echipat cu tranzistoare 275 B. RADIORECEPTORUL' CU REACȚIE Se observă că prin utilizarea reacției pozitive sensibilitatea și selectivi- tatea radioreceptorului pot crește foarte mult. în principiu, în cazul reacției pozitive aplicate unui etaj o parte din energia de la ieșire este întoarsă din nou la intrarea etajului în fază cu semnalul aplicat la intrare. Schema-bloc a unui etaj cu reacție este prezentată în figura 11.12. Dacă se definește amplifica- rea etajului de amplificare ca fiind A = = — si factorul de reacție ca fiind 8 = —, U' ’ ’ r u₂ atunci amplificarea cu reacție A’ va fi: A’ =-----— = (H.14) î - Ap c; Dacă semnalul Uᵣ este în antifază Fig. 11.12. Schema-bloc a urnii etaj cu U atunci : cu reacție. U, — U' A Z7ᵣșideci A' — —------- (11.15) ¹ 1 4- A8 în cazul reacției pozitive se observă că pe măsură ce A tinde către 1, A’ tinde către infinit. O amplificare infinită apare atunci cînd există semnal la ieșire, fără ca la intrare să se aplice vreun semnal, adică atunci cînd apar autooscilații în etaj. în general atît A cît și p sînt numere complexe (A = SZ = S(R A 3%): Ap = |Ap|^P> (11.16) unde oo se observă că montajul întră în oscilație. 276 Fig. 11.13. Schema de principiu a unui etaj demodulator cu reacție, echipat cu tuburi. Ceea ce limitează amplificarea semnalului în apropierea pragului de autooscilație este pe de o parte timpul de trecere al semnalului prin etajul amplificator (diferit de zero), timp care conduce la defazări și deci la reducerea amplificării, iar pe de alta faptul că la o anumită valoare a tensiu- nii de ieșire elementul amplificator devine neliniar și limitează semnalul și deci și amplificarea. Dacă o parte din energia semnalului de la ieșire este adusă la intrare în fază, factorul de calitate al circuitului acordat pe frecvența semnalului va crește, deoarece energia disipată în rezistența ohmică a circuitului acordat va fi compensată de energia adusă prin reacție. Atunci cînd montajul autcc^ci- lează, pierderile sînt compensate integral, rezistența ohmică echi- valentă fiind nulă. Se poate spu- ne în consecință că reacția pozitivă introduce la intrare o rezistență negativă care de- pinde de factorul de reacție. Creșterea în continuare a facto- rului dc reacție conduce la micșorarea rezistenței negative introduse, etajul ieșind din osci- lație. Aceasta se datorește defa- zărilor suplimentare introduse. Datorită reacției pozitive la in- trarea etajului apare și o reactanțăcaredezacordă circuitul L₃CV (fig. 11.13). • Etaje demodulatoare cu reacție. Utilizînd proprietățile reacției pozi- tive se poate realiza un etaj demodulator care să aibă o amplificare mare în RF și de asemenea o bună selectivitate. Pentru aceasta se va utiliza un de- modulator pe caracteristică de grilă (pentru o mai bună sensibilitate). Etajul (fig. 11.3) funcționează astfel: semnalul modulat de RF este aplicat bobinei și prin cuplaj inductiv ajunge în circuitul de grilă L₂CV, acordat pe frec- vența purtătoare a semnalului. Semnalul este detectat de detectorul serie format din spațiul grilă-catod al tubului T± și grupul de detecție Cj^R^ între grilă și catod apar toate componentele rezultate în urma detecției: compo- nenta continuă, care negativează grila mutînd punctul de funcționare spre clasă C, componentele de AF și componentele de RF. Reacția pozitivă are loc numai la frecvența radio, deoarece bobina L₃ prezintă o reactanță neglijabilă la frecvențe coborîte și în consecință la bor- nele ei vor apărea căderi de tensiune numai pentru frecvențele radio. Ten- siunile de RF cu frecvența egală cu cea a semnalului sînt induse prin cuplaj mutual din bobina L₃ în L₂, în fază cu tensiunile de semnal, printr-o conec- tare judicioasă a capetelor bobinelor L₃. Se produce o reacție pozitivă și crește factorul de calitate al circuitului acordat L₂CV. Datorită reacției po- zitive tensiunile de RF modulate la bornele circuitului acordat L₂ Cᵥ cresc (tensiunea la bornele capacității unui circuit acordat este de Q ori mai marc decît tensiunea indusă prin cuplaj mutual în inductanță). Creșterea tensi- unii de RF modulate duce la creșterea tensiunilor de AF de la ieșirea detec- torului (deci între grila de comandă și masă). Tensiunile de AF aplicate pe grilă sînt amplificate de tubul T₁ și apar la bornele rezistenței de sarcină R₂, condensatorul C₃ asigurînd ca la frecvențele radio sarcina tubului T± să 277 fie doar bobina Z₃. Pentru componentele de AF condensatorul are o capaci- tate suficient de redusă, astfel că nu șuntează sarcina R₂. Dacă semnalul modulat de RF este mare, atunci etajul nu trebuie să aibă un factor de amplificare mare pentru ca să se ajungă în domeniul de limitare. Practic, se observă în acest caz că dacă se crește factorul de reacție (prin apropierea bobinei Lₐ de bobina L₂ spre exemplu) nivelul sem- nalului audio în difuzor se limitează înainte de intrarea în oscilație a etaju- lui demodulator cu reacție. Intrarea în oscilație este marcată printr-un fluierat de interferență (datorită bătăilor dintre frecvența semnalului și frecvența proprie de autooscilație), printr-o pocnitură sau prin reducerea nivelului semnalului audio la ieșire (datorită reducerii amplificării prin in- trarea în oscilație). Dacă semnalul are nivel mare el va tîrî (va sincroniza) frecvența auto- oscilațiilor, astfel că nu vor mai apărea fluierături. Sincronizarea apare în special atunci cînd tubul lucrează într-o regiune neliniară a caracteristicii. Amplificarea semnalului este mult mai mică dacă etajul este în oscilație, deoarece panta tubului scade ca urmare a mutării punctului de funcționare în clasa C datorită oscilațiilor proprii de RF. Dacă nivelul semnalului de RF este foarte redus, factorul de amplificare a etajului va fi foarte mare pentru ca semnalul la ieșirea etajului demodulator să intre în limitare, putînd ajun- ge la IO⁴ .. .IO⁵ în apropierea pragului de intrare în oscilație. Pentru frec- vențe egale cu frecvența de acord a circuitului acordat LzCₙ și nivel mic de semnal, selectivitatea este foarte bună în apropierea pragului de amorsare. în absența reacției, factorul de calitate al circuitului acordat este relativ redus datorită amortizării introduse de detector (rezistența paralel de amortizare Rₐ a circuitului acordat L₂CV va fi dată de relația Rₐ = — » în care este randamentul etajului detector tq=------— și este rezistența în ri + R, sens de conducție a spațiului grilă-catod). în consecință, în absența reacției, posturile care induc un semnal pu- ternic vor fi recepționate pe o bună parte din gamă. Pe măsură ce se crește factorul de reacție, selectivitatea se îmbunătățește. Pentru nivel mare de semnal selectivitatea este însă mai redusă. Dacă acordul pe semnalul puter- nic este corect făcut, intrarea în oscilație a etajului se petrece la un nivel mult mai mare al reacției decît s-ar petrece în absența semnalului (sau în cazul unui semnal slab). Aceasta se explică prin faptul că pentru a apărea autooscilații trebuie ca nivelul tensiunii de RF introduse prin reacție în circuitul de grilă să depășească nivelul semnalului. Dacă se recepționează un semnal slab, a cărui frecvență purtătoare se află în apropierea frecven- ței purtătoare a unui semnal puternic, semnalul puternic se va auzi supra- pus peste semnalul slab chiar și atunci cînd reacția este aproape de pragul de autooscilație. Din aceste motive se prevăd pentru radioreceptoarele cu reacție fie etaje de RF, fie circuite de rejecție pentru semnalele posturilor locale. Etajele de RF, plasate înaintea etajului demodulator cu reacție, mai prezintă și avantajul că evită radiația semnalelor de RF din etajul demodulator cu reacție în antenă în ipoteza autooscilațiilor. Variația amplificării dată de etajul demodulator cu reacție este prezen- tată în figura 11.14. Se observă că în apropierea pragului de autooscilație 278 Fig. 11.14. Caracteristica ampli- ficare-reacție a unui etaj cu reac- ție pozitivă. amplificarea crește foarte rapid. în consecință, în apropierea acestui prag amplificarea este foarte instabilă, depinzînd foarte mult de variația para- metrilor etajului demodulator. în afara pragului de autooscilație, semnalul în grila etajului demodulator este mic (în ipoteza unui semnal aplicat cu ni- vel redus) și în consecință punctul de funcționare M al tubului este plasat în apropierea cotului superior al caracteristicii (fig. 11.15). în momentul în care etajul intră în oscilație tensiunea de RF în grilă crește foar- te rapid, ceea ce mută rapid punctul de func- ționare spre clasă C în M', condensatorul de detecție C, încărcîndu-se la această valoare a tensiunii de negativare. Funcționarea tubului în clasă C duce la modificarea rezistenței lui interne, a pantei și a celorlalți parametri (respectiv a capacităților dinamice parazite). Din aceste motive intrarea ș iieșirea din auto- oscilație nu se fac la același prag (la același P) apărînd un fenomen de histerezis, așa cum se observă din figura 11.16. Acest fenomen de histerezis poate fi mult micșorat dacă se iau precauțiuni ca tubul amplificator să fie cît mai slab cuplat cu circuitele acordate de sem- nal pentru ca variația parametrilor tubului (în special a capacităților dinamice și a rezisten- ței de amortizare) să influențeze puțin circuitul acordat L₂ Cᵥ. Acest lucru este în general posi- bil doar atunci cînd tubul are o pantă mare. Etajele demodulatoare cu reacție pot fi construite fie utilizînd schema cu detecție de grilă serie, fie schema paralel, fie utilizînd ori- care din schemele de oscilatoare. Pentru o bună funcționare în gamele de US sau UU8 se vor utiliza schemele de oscilatoare de tip Colpitts sau Hartley, care funcționează mai bine în aceste game de undă. în figura 11.17 se prezintă schema unui de- modulator cu reacție cu tranzistoare. Dacă se compară această schemă cu schema radiorecep- torului cu amplificare directă de tip reflex prezentată în figura 11.11 se observă că la acea schemă s-a adăugat doar cuplajul (capa- citiv și prin inducție mutuală) pentru reali- zarea reacției. Se poate spune că reacția acțio- nează asupra valorii amplificării în RF, sem- nalul amplificat mult de reacție fiind apoi detectat și amplificat în AF. în cazul scheme- Fig. 11.16. Caracteristica de his- terezis a unui etaj demodulator cu reacție. lor echipate cu tuburi (v. fig. 11.10) tubul servește atît ca amplificator de RF cu reacție, cît și ca detector MA și preamplificator de AF. în schema din figura 11.11 tranzistorul servește doar ca amplificator de RF cu reacție și preamplificator de AF, detecția MA efectuîndu-se cu dioda D. 279 Utilizarea reacției pozitive permite în consecință realizarea unei ampli- ficări mari chiar și în gama de Uâ'sau UUS.în gamade UUS, în afara pos- turilor cu MA există și posturi cu MF. Fără a avea pretenția la o recepție de calitate, semnalele MF pot fi demodulate și de etajul demodulator cu reacție în ipoteza în care circuitul de acord al etajului se dezacordă puțin față de frecvența purtătoare a semnalului (fig. 11.18). în acest mod se rea- lizează transformarea MF în modulație mixtă MA — MF, urmînd ca demo- dulatorul să demoduleze numai modulația de amplitudine. Fig, 11.17. Schema de principiu a unui etaj demodulator cu reacție reflex echipat cu tran- zistoare. Fig. 11.18. Caracteristica de selectivi- tate a etajului demodulator cu reacție și reprezentarea demodulării de frecvență. • Scheme de radioreceptoare cu reacție. Schema-bloc a unui radiore- ceptor cu reacție va diferi de schema-bloc a unui radioreceptor cu amplifi- care directă prin aceea că în locul etajului demodulator obișnuit va fi intro- dus un etaj demodulator cu reacție. Dacă radioreceptorul trebuie să lucreze și în gama de US de obicei se va include fie un singur etaj de RF, fie nici unul. Datorită particularităților etajului demodulator cu reacție, radiore- ceptorul cu reacție prezintă o serie de caracteristici proprii, expuse în cele ce urmează : — Radioreceptorul cu reacție poate lucra în orice gamă de undă. — Pentru realizarea acordului pe postul dorit se utilizează simultan două butoane, și anume butonul de acționare a condensatorului variabil din circuitele de acord ale semnalului și butonul de reglaj al nivelului reacți- ei. în absența reacției nu vor apărea pe scală decît semnalele posturilor pu- ternice, semnalele posturilor slabe fiind puse în evidență doar în apropierea pragului de intrare în autooscilație a etajului demodulator. în cazul majo- rității schemelor de etaje demodulatoare cu reacție, acordul circuitului pe frecvența semnalului este influențat destul de mult de nivelul de reacție din cauza reactanțelor care apar datorită reacției, în paralel cu circuitul de semnal. Din această cauză, acordul trebuie recorectat odată cu nivelul de reacție (în special în gama de US și U US). Din aceste motive acordul devine greoi. — în apropierea pragului de autooscilație radioreceptorul este instabil, tinzînd fie spre intrarea în oscilație (și ieșirea nu se mai face de obicei la 280 dispariția cauzelor care au produs intrarea în oscilație datorită efectului de histerezis), fie spre reducerea nivelului de reacție (deci reducerea nivelului de ieșire). Acest lucru conduce la necesitatea reglajului și supravegherii permanente. — în absența etajelor de RF, de cîte ori apar autooscilații în etajul de- modulator cu reacție, radioreceptorul devine un emițător și conturbă buna funcționare a posturilor de radiorecepție învecinate. Din acest motiv utili- zarea etajului de RF este obligatorie, chiar dacă în gama de US amplifi- carea lui este redusă. — Eadioreceptorul cu reacție poate recepționa atît posturi cu MA cît și posturi cu MF. — Selectivitatea radioreceptorului depinde aproape exclusiv de nivelul de reacție. în apropierea pragului de autooscilație selectivitatea este mai bună decît cea necesară. Se reduce astfel fidelitatea în cazul semnalelor MA sau apar distorsiuni de neliniaritate în cazul semnalelor MF. Schema unui radioreceptor eu reacție echipat cu tranzistoare este pre- zentată în figura 11.19. Eadioreceptorul funcționează numai în gama UM. Schema dispune de un etaj de RF cu emitor comun, un demodulator cu reacție cu detecție pe bază și un etaj final. Eeglajul pragului de reacție se face prin intermediul condensatorului variabil C₁₀, iar reglajul nivelului de volum se face prin intermediul poten- țiometrului P. O deosebire însemnată în funcționarea etajului demodula- tor cu reacție prezentat în figura 11.19 față de schemele echivalente se da- torește faptului că mutarea punctului de funcționare din clasai^ (de la cotul superior al caracteristicii ic— uB), înspre clasa C se face prin schimbarea potențialului emitor-masă și nu prin schimbarea potențialului bază-masă. Aceasta se datorește divizorului R₇R₅, care stabilizează potențialul bazei și Fig. 11.19. Schema unui radioreceptor cu reacție echipat cu tranzistoare. servește la stabilizarea termică a etajului. Pentru ca circuitul să permită va- riații rapide ale potențialului emitor-masă, valoarea condensatorului C₉ nu poate fi prea mare, ceea ce face să intervină o oarecare reacție negativă în •etajul demodulator pentru amplificarea frecvențelor audio. Filtrele de decu- 281 plare ale liniei de alimentare C₆Ri și C₁₃|| C]₄ R₁₀ au în cazul radioreceptoru- lui cu reacție o importanță mult mai mare decît în cazul radioreceptorului cu amplificare directă datorită factorului mare de amplificare în RF a etaju- lui prevăzut cu reacția pozitivă. Eliminarea acestor filtre sau valori necores- punzătoare ale elementelor duce la apariția unor reacții parazite care deran- jează buna funcționare a radioreceptorului. Radioreceptorul prezentat în figura 11.19 poate funcționa și fără eta- jul de RF. în acest caz însă trebuie adăugate în circuitul de antenă circuite de selecție (circuite acordate serie de obicei) pentru atenuarea semnalelor posturilor locale. F. RADIORECEPTORUL CU SUPERREACȚIE Principala deficiență a radioreceptoarelor cu reacție era faptul că ni- velul reacției nu putea fi reglat foarte aproape de limita de autooscilație, limită la care amplificarea era maximă, din motive de instabilitate. Această dificultate poate fi ocolită dacă, spre exemplu, nivelul de reacție este variat continuu în mod periodic de un număr foarte mare de ori pe secundă în mod automat. Dacă frecvența de variație a nivelului reacției este supraau- dibilă ( > 20 kHz) recepția semnalului nu va fi conturbată de această frec- vență care, nefiind în spectrul AF, nu se aude. Atîta timp cît nivelul reac- ției este redus, în radioreceptor nu se aude nimic (în ipoteza unui semnal cu nivel redus). La creșterea nivelului de reacție începe să apară semnal la ieșire cu nivel din ce în ce mai mare, iar în momentul în care nivelul reac- ției este în pragul de autooscilație, nivelul semnalului la ieșire este maxim. Creșterea reacției în continuare duce la intrarea etajului în autooscilație, iar nivelul semnalului la ieșire se reduce considerabil. Se observă în con- secință că la o frecvență ridicată de variație a nivelului de reacție la ieșire se va auzi semnalul în anumite intervale de timp scurte și foarte dese, iar între aceste intervale vor fi intervale în care nu se va auzi nimic. Datorită circuitelor de mediere de la ieșirea demodulatorului semnalul recepționat va apărea continuu, fără a avea pauze. Pe acest principiu se bazează demo- dulatorul cu superreacție. Deoarece prin mijloace mecanice nu poate fi va- riat nivelul reacției cu o frecvență supraaudibilă comod, se utilizează sisteme electronice. Pentru a varia nivelul reacției se va- riază amplificarea etajului cu reacție și în conse- cință Ap. Acest lucru se poate realiza fie prin varierea tensiunii de polarizare a grilei de coman- dă, ceea ce duce la alt punct de funcționare și deci la altă pantă, fie prin varierea tensiunii de ecran, ceea ce are ca efect tot schimbarea punctului de funcționare. Dacă tubul utilizat este triodă, se poate obține același efect prin varierea tensiunii anodice. în cazul tranzistoarelor se variază de obicei tensiunea de polarizare a bazei. Pentru a varia aceste tensiuni cu o frecvență supraaudi- bilă se utilizează un oscilator local de frecvență supraaudibilă. în consecință, schema-bloc a unui etaj demodulator cu superreacție este compusă Fig. 11.20. Scherna-bloc a ți- nui etaj demodulator cu super- reacție. 282 dintr-un demodulator cu reacție și un oscilator local de frecvență supraau- dibilă (fig. 11.20). • Etaje demodulatoare cu superreacție. în figura 11.21 se prezintă schema de principiu a unui etaj demodulator cu superreacție realizată con- form schemei-bloc din figura 11.20. Tubul T₂ funcționează ca demodulator cu reacție în montaj oscilator cu cuplaj mutual. Eeglajul nivelului de reacție se realizează variind tensiunea anodică a tubului prin interme- diul potențiometrului P. Prin schimbarea tensiunii anodice, punctul de func- ționare al tubului Tₓ se mută, ceea ce corespunde la un alt factor de ampli- ficare [z și în consecință amplificarea etajului A = -~Z se modifică. Ri+z Modificarea amplificării duce la modificarea factorului Ap și a amplificării cu reacție A'. Prin modificarea lui A’ se poate aduce etajul în autooscilație și în consecință variația tensiunii anodice modifică implicit și nivelul reac- ției. Potențiometrul P este absolut necesar și în schema demodulatorului cu superreacție, deoarece pragul de intrare în autooscilație a etajului tre- buie astfel reglat ca etajul să intre în autooscilație pentru un interval foarte scurt de timp, iar nivelul reacției să depășească cu foarte puțin nivelul corespunzător intrării în autooscilație. în cazul în care acest nivel este mult depășit, etajul va da naștere la oscilații forțate aproape continuu, ceea ce duce la apariția distorsiunilor de neliniaritate, la fluierături de interferență sau la alte zgomote supărătoare. Dacă nivelul reacției nu ar depinde rela- tiv mult de frecvența de acord din gama de undă, potențiometrul de reglaj al nivelului de reacție nu ar mai fi necesar, valoarea reacției fiind prere- glată inițial. Tubul T₂ servește drept oscilator local pe o frecvență supraaudibilă. Etajul funcționează după o schemă cu cuplaj mutual, iar tensiunea de frecvență supraaudibilă este injectată prin inducție mutuală din bobina în L₃. Această tensiune, apărînd la bornele bobinei L₃, apare în serie cu tensiunea anodică a lui Tᵣ. în consecință, tensiunea anodică a tubului T\ va fi variată în ritmul frecvenței oscilatorului local. Filtrul trece-jos Pfii Fig. 11.21. Schema de principiu a unui etaj demodulator cu superreacție cu oscilator de blocare separat. 283 face ca semnalele de RF sau tensiunile de RF rezultate datorită autoosci- lației etajului demodulator cu reacție să nu conturbe buna funcționare a etajului oscilator local, valoarea capacității fiind suficient de redusă astfel că la frecvența oscilatorului local influența ei să poată fi neglijată. Sarcina de AF a etajului demodulator cu superreacție din figura 11.21 este trans- formatorul Trz. S-a utilizat un transformator cu scopul ca tensiunea ano- dică a tubului Tj să fie maximă posibilă, ceea ce permite obținerea unui factor de amplificare a mai ridicat, deci a unor condiții mai bune de lucru al etajului. Condensatorul C& servește ca decuplare, formînd un filtru trece- jos împreună cu rezistența potențiometrului P. Funcționarea etajului demodulator cu superreacție poate fi explicată astfel : dacă se consideră că nivelul tensiunii de blocare UB este relativ mic astfel ca variația nivelului reacției datorită lui UB să aibă loc în limite în- guste, iar nivelul mediu al reacției este astfel reglat îneît la vîrf ul tensiunii UB reacția să fie în prag de autooscilație, se poate spune că etajul demodula- tor cu superreacție lucrează în regim liniar. în acest caz, intrarea în auto- oseilație va fi generată de către tensiunile de zgomot de la intrare sau de către semnal. La aplicarea unei tensiuni de semnal, nivelul de reacție va crește (deoarece crește valoarea instantanee de vîrf a tensiunii anodicc și este ca și cum ar crește UB aplicat), ceea ce face ca etajul demodulator cu superreacție să intre mai mult în oscilație (cu un nivel mai mare de reac- ție și un timp mai îndelungat). în consecință, amplitudinea semnalelor de RF din anodul tubului va crește (fig. 11.22). După demodulare se va obține un semnal de AF proporțional cu valoarea medie a amplitudinilor pozitive ale semnalului de FF, în consecință pentru/£<-^- chiar semnalul deAF. Se observă că semnalul duce la mărirea amplitudinilor autooscilațiilor proprii Fig. 11.22. Formele de undă în cazul etajului demodulator cu superreacție în regim liniar: a - tensiunea de semnal aplicată la intrare (RF); b — tensiunea de blocaj; c — impulsurile de RF ale demodulatorului. Fig. 11.23. Formele impulsului de RF la un etaj demodulator cu superreacție în regim liniar : a — cu nivel de semnal aplicat redus; b — cu nivel de semnal mare. ale etajului demodulator cu superreacție, precum și la mărirea duratei de timp a acestor impulsuri de RF. Mărirea duratei are loc atît prin apariția autooscilațiilor mai devreme, cît și prin stingerea lor mai tîrzie, așa precum se observă în figura 11.23. Dacă tensiunea UB este foarte mare, nivelul 284 pragului de autooscilație va fi mult depășit, autooscilațiile limitîndu-se datorită caracteristicii neliniare a tubului. în acest caz amplitudinea autooscilațiilor va fi aproximativ aceeași, indiferent de nivelul semnalului, acesta din urmă modificînd doar durata impulsurilor de RF ale etajului. Acest regim de funcționare poartă numele de regim logaritmic. în acest caz componenta de AF se obține printr-o demodulareîn durată. Pentru demo- dularea în durată se face o detecție urinată de o mediere în timp (fig. 11.24). Fig. 11.24. Formele dc undă în cazul etajului demodulator cu superreacție în regim loga- ritmic : — tensiunea de semr.al aplicat la intrare (RF); b — ten- junea de b'ccaj; c - impulsurile de RF ale demodai a. ierului. Medierea se face prin intermediul filtrului trece-jos L₃Cₜ și a transforma- torului Tr. Tensiunea de AF apare în anodul tubului demodulator suprapusă peste tensiunea de RF. Ca urmare a aplicării pe un element neliniar (detectorul) a două ten- siuni de frecvențe diferite apare fenomenul de heterodinare (bătăi) și ca rezultat curba de selectivitate a etajului demodulator cu superreacție va prezenta un număr mare de maxime, ca în figura 11.25. Maxi- mele sînt distanțate simetric față de frecvența de acord /₀ a circuitului la un multiplu al frec- venței oscilatorului local/₆. Acest efect este mai pronunțat dacă tensiunea UB este nesinusoidală sau dacă tubul lucrează într-un regim neliniar (în regim logarit- mic spre exemplu). Din acest motiv este util ca frecvența fb să fie cît mai mare. în acest fel maximele secundare vor fi foarte puțin pronunțate, deoarece curba punctată reprezintă înfă- șurătoarea curbei de selectivi- Fig. 11.25. Caracteristica de acord a unui etaj demodulator cu superreacție. tate și totodată curba de selecti- vitate a circuitului de semnal în absența oscilatorului local. între frecvența radio f₀ și frecvența oscila- ției locale fb trebuie să existe relația /₀> 10 fb. De asemenea, se cere ca frecvențele radio f₀ și fb să fie incomensurabile. Din aceste condiții rezultă că pentru a putea alege o frecvență fb suficient de ridicată ca să nu apară 285 Fig. 11.26. Schema de principiu a unui etaj de- modulator cu superreacție. Oscilatorul de blocare este realizat utilizînd același tub. un post de mai multe ori pe scală (în cazul demodulării sem- nalelor MF 2 unde Af este deviația de frecvență a sem- nalului) este absolut necesar ca etajul să lucreze la frecvențe ra- dio foarte ridicate, adică în US sau UUS. în aceste game (în special în UUS) etajul demo- dulator cu superreacție funcțio- nează foarte bine, avînd o ampli- ficare (pentru semnale mici) de ordinul a IO⁵... 10® (comparabi- lă cu nivelul zgomotului de fond din circuitul de intrare). Schema de principiu a eta- jului demodulator cu superreac- ție poate fi simplificată dacă se ține seamă de faptul că un tub poate amplifica simultan mai multe frec- vențe. Schema unui astfel de etaj demodulator cu superreacție este prezentată în figura 11.26. Etajul demodulator cu reacție este de tip ECHO cu cuplaj electronic. Oscilația locală se realizează utilizîndu-se proprietățile de amplificare ale ecranului (reacție prin cuplaj mutual între bobinele Lₜ și L₅ între ecran și anod). Semnalul oscilației locale este injectat în grila de comandă prin intermediul cuplajului mutual între bobinele L₃ și L₂. Condensatorul 0$ pune ecranul tubului la masă pentru tensiunile de RF. Nivelul reacției este variat cu ajutorul potențiometrului P. Un asemenea etaj, deoarece lucrează la frecvențe radio ridicate și catodul tubului este un punct cald, trebuie neapărat să dispună de filtre pe linia de alimentare a filamentelor. Grupul €^2 servește ca filtru de decuplare pe linia de alimentare. Schema etajului demodulator cu superreacție poate fi și mai mult sim- plificată dacă drept tensiuni ale oscilatorului local se utilizează tensiunile rezultate prin autoblocarea etajului demodulator cu reacție. în acest caz schema unui etaj demodulator cu su perreacție cu autoblocare nu diferă de Fig. 11.27. Schema de principiu a’unui etaj de- modulator cu superreacție cu autoblocare. schema unui etaj demodulator cu reacție decît prin valoarea mult mărită a constantei de timp a grupului de detecție din grilă (fig. 11.27) \ ‘0 ’ Funcționarea acestui etaj este următoarea : în momentul în care apar oscilațiile de RF, da- torită detecției pe grila tubului, condensatorul se încarcă cu o tensiune negativă, care tinde să blocheze tubul. Dacă constanta 286 de timp a circuitului Cj^este foarte mare, atunci această tensiune negativă cu care este încărcat condensatorul Ci nu va putea scădea suficient de repede (în timpul unei perioade a semnalului deRF), ceea ce duce la ieșirea tubului din autooscilație. După ce condensatorul s-a descărcat, punctul de funcționare revine înspre Uₜ = 0, punct în care panta tubului este maximă și în consecință tubul reintră în oscilație. Frec- vența oscilației autoblocate depinde de constanta de timp C^R^ și este dată de relația fb = — valoarea constantei K depinzînd de schema de detecție. Pentru o detecție serie K = 1 .. .2, iar pentru o detecție paralel, în care rezistența de grilă se leagă la linia de alimentare anodică, K = 0,1. . .0,15. Legarea rezistenței R± nu la masă, ci la linia de alimentare duce la o intrare mai rapidă în oscilație (datorităpantei mai mari în punctul inițial de funcționare). Frecvența oscilațiilor autoblocate mai depinde și de nivelul semnalului. Astfel, frecvența oscila- țiilor autoblocate crește cu nivelul semnalului, Fig. 11.28. Forma semnalului in grila unui elaj demodulator cu superreacție autoblocat. S-a figurat și caracteristica iₐ—ug. dar amplitudinea acestor oscilații rămîne constantă. Demodularea în acest caz este deci o demodu- lare de frecvență. Datorită detecției de grilă semnalul! de RF în grilă va fi axat pe Ug = 0, așa precum se arată în figura 11.28. • Scheme de radioreceptoare eu superreacție. Schema-bloc a unui ra- dioreceptor cu superreacție nu diferă de schema-bloc a unui radioreceptor cu reacție sau amplificare directă decîtprin faptul că utilizează în locul unui etaj demodulator cu reacție un etaj demodulator cu superreacție. Și la acest radioreceptor, ca și la radioreceptorul cu reacție, pentru o bună func- ționare sînt necesare filtre eficace de decuplare a liniilor de alimentare (ano- dică și de filament), cu atît mai mult, cu cît acest tip de radioreceptor lu- crează la frecvențe mai ridicate. De asemenea și radioreceptorul cu superreacție poate demodula sem- nalele cu MF dacă se decalează frecvența purtătoare a semnalului față de frecvența de acord a circuitelor radioreceptorului (v. fig. 11.18). Datorită benzii mari necesare (300 kHz) semnalele cu MF au frecvența de acord în banda de UUS. Din aceste motive posturile în gama de UUS nu pot fi recepționate bine decît dacă sînt în raza orizontului vizibil. în unele cazuri, foarte rare, apare ceea ce se numește o propagare prin difuzie troposferică, în care caz se pot recepționa cu nivel foarte redus sem- nale în gama de UUS și la distanțe mult mai mari. Datorită simplității de construcție se realizează fie adaptoare pentru gama de UUS (respectiv un etaj de RF și un etaj demodulator cu superreacție, etajele de AF fiind luate din radioreceptorul la care se cuplează adaptorul), fie chiar radioreceptoare speciale pentru gama de U US cu superreacție. Schema completă a unui astfel de adaptor de UUS este dată în figura 11.29. Tubul T₁ este conectat într-un montaj cascodă ca amplificator de RF. Acest montaj are amplificare 287 suficient de ridicată și zgomot de fond redus deoarece utilizează triode. Prima triodă are catodul la masă, iar drept rezistență de sarcină are impe- danta grilă-catod a celei de-a doua triode | ZS₁— Din cauza faptului că ’ \ s) impedanța de sarcină a primului tub este foarte mică, amplificarea în ten- Fig. 11.29. Schema completă a unui adaptor pentru gama de UUS. siune a acestui tub este aproape unitară, ceea ce înlătură posibilitatea ca etajul să oscileze : A'T₁ = 8^^ = w 1. Al doilea tub are grila la masă, deci autooscilațiile sînt evitate. Ampli- ficarea totală a etajului va fi: A — S₂ZT₂ — 8yZT₂, echivalentă deci cu amplificarea uneipentode. Etajul demodulator cu super- reacție este realizat după o schemă de oscilator Hartley cu autoblocare. Pen- tru a mări amplificarea totală a adaptatorului, etajul demodulator cu super- reacție are drept sarcină un transformator ridicător de tensiune. Potent io- metrul P servește pentru reglajul corect al nivelului de reacție la diverse frecvențe din gamă. Circuitele C₆R₅, PC₁₀ și E₇CU servesc ca filtre de decu- plare a liniei de alimentare. Datorită faptului că unul din catozii tubului Tₓ •este punct cald, este necesară introducerea unor filtre și pe linia de ali- mentare a filamentelor. Tensiunile de alimentare ale adaptorului sînt luate de obicei tot de la radioreceptorul la care se cuplează adaptorul. G. RADIORECEPTORUL CU SCHIMBARE DE FRECVENȚĂ La proiectarea circuitelor de intrare, a etajelor de RF și a etajului schim- bător de frecvență pentru o schemă de radioreceptor cu schimbare de frec- vență se cere obținerea performanțelor maxime posibile și totodată cît mai 288 constante în gama de lucru. La alegerea tipului de circuit de intrare și a tipu- lui de amplificator de RF trebuie ținut seamă de următoarele considerente : — Obținerea unei sensibilități cit mai mari și cît mai constante în gamă. La obținerea acestui parametru mai contribuie și curba de aliniere, deoarece erorile de aliniere reduc sensibilitatea. — Obținerea unei selectivități pentru rejectarea frecvenței imagine și i ntermediare. — Obținerea unei benzi de trecere suficiente pentru ca semnalul să treacă nedeformat. — Obținerea unui raport semnalțzgomot bun. Raportul semnal/zgomot va fi mai redus la nivele de semnal mai mici, deci acest raport interesează pentru sensibilitatea maximă a radioreceptorului. Dacă raportul semnalț zgomot este sub 6 dB, în general semnalul devine neinteligibil, fiind acoperit de zgomot. Concluzie Din cele expuse mai sus rezultă că în alegerea unei curbe de aliniere trebuie să se țină seamă nu numai de obținerea unor erori de ali- niere minime, ci și de uniformizarea sensibilității în gamă și de obținerea unei atenuări corespunzătoare a frecvențelor imagine (frecvența interme- diară fiind fixă, poate fi rejectată cu circuite separate cu acord fix). 1. ALINIEREA CIRCUITELOR DE INTRARE, DE RF ȘI ALE OSCILATORULUI LOCAL a. Criterii de aliniere Un radioreceptor cu schimbare de frecvență are o sensibilitate puțin variabilă de la o gamă de undă la alta sau în interiorul unei game de undă. De asemenea, selectivitatea și fidelitatea radioreceptorului depind relativ puțin de frecvența purtătoare a semnalului recepționat. Prin introducerea unor filtre de bandă în etajele de FI, mai ușor de construit și reglat, deoare- ce au frecvența de lucru fixă, se poate obține o caracteristică de selectivitate foarte aproape de caracteristica ideală. Radioreceptorul cu schimbare de frecvență prezintă însă și unele in- conveniente. Astfel, pentru obținerea frecvenței intermediare, acordul circuitelor de intrare și din ARF trebuie acționat simultan cu cel al circui- tului acordat al oscilatorului local care asigură obținerea frecvenței fₖ. Această acționare simultană trebuie efectuată în asemenea mod încît să satisfacă relațiile (11.3) sau (11.4), după cum radioreceptorul este de tip supradină sau infradină. Se presupune ca radioreceptorul are ca element de comandă a frecvenței circuitelor acordate un condensator variabil cu mai multe pachete egale și simetrice (la fel ca și în cazul radioreceptorului cu amplificare directă). în acest caz, dacă modul de lucru este supradină, gama de frecvență pe care o poate acoperi condensatorul variabil va fi pentru circuitul de intrare (sau pentru circuitele acordate de RF) ₌ ₌ Kț (11.20) 1) c. - 466 239 unde fs maz este frecvența maximă din gamă ; fsmin — frecvență minimă ; maₓ și respectiv Cᵥ ₘᵢᵤ — cele două valori extreme ale capacității condensatorului variabil; Cr — capacitatea condcnsircuitul paralel (trimer). Aplicarea aceleiași relații pentru circuitul oscilatorului local va fi: (fs max + fi)² (fsmin + /i)² fs max fs min fs min fi fs min (11.21) Notînd —— fs min = co și ținînd seamă și de ecuația (11.20) se obține : + x 1 + X unde : Kₛ = fș-max fs min (11.22) (11.23) în consecință, dacă x < 1, Kₕ s Kₛ și se pot utiliza condensatoare variabile egale și la circuitele acordate pe semnal, și la circuitul oscilato- rului local. Pentru x < 1 se obține : fi fs min « 1 Sau/i < fsmin- (11.24) Dacă x > 1, Kₕ 1 se utilizează un condensator în serie (numit pader sau pading) în circuitul de acord al oscilatorului local cu ajutorul căruia se micșorează gama de lucru a oscilatorului. în acest caz însă relația (11.3) este satisfăcută exact doar la maximum 3 frecvențe numite puncte de aliniere. Pentru restul frecvențelor relația (11.3) nu este satisfăcută exact, apărînd erori de aliniere. Curba erorilor de aliniere în funcție de frecvență poartă numele de curbă de aliniere sau curbă de pader. Un exemplu de curbă de aliniere este prezentat în figura 11.30. Frecven- țele/u/g și/₃ sînt frecvențele corespunzătoare punctelor de aliniere exactă. b. Alinierea circuitelor de intrare și de RF Dacă se utilizează circuite acordate simple pentru fiecare etaj de RF, numărul maxim n al acestor circuite va fi n = R + 1, unde N este numărul etajelor de RF. Se pot construi și etaje de RF aperiodice (adică fără circuite acordate pe frecvența purtătoare a semnalului, avînd o bandă de trecere egală cu gama de unde). în acest ultim caz însă amplificarea obținută este mult redusă. De asemenea se înrăutățesc si celelalte performanțe ale radio- receptorului (selectivitate, raport semnal/zgomot etc.). Din acest motiv un radioreceptor cu N etaje de RF trebuie să dispună de un condensator va- riabil cu n = N 4- 1 secțiuni egale, fiecare secțiune avînd aceeași curbă de variație (de aliniere) a capacității C = C (6) cu unghiul de rotire a axului condensatorului. Dacă se consideră o gamă de undă definită în frecvențele de capăt fₘₐₓ și fₘₜₙ oricare circuit acordat trebuie să satisfacă relația __ *0* mgx * (11 2'5) ^min Cvmin + Ct + Cp unde Cₚ reprezintă suma capacităților parazite din circuit. Din această relație se poate deduce, cunoscînd pe Kₛ, Cᵥ și CP, valoa- rea condensatorului trimer CT care asigură acoperirea gamei. în general se alege o valoare a condensatorului CT mai redusă pentru a se asigura o bună acoperire a gamei. Pentru a vedea pentru care valori ale lui Cᵥ condensatorul CT are influență maximă asupra acordului, se consideră relația lui Thomson : w²=—. (11.26) LC în cazul circuitelor acordate, cu condensator variabil, la variația frecvenței corespunde variația capacității și se obține deci prin diferen- țierea relației (11.26) : „ , 1 , ~ , dC 2 « cZco = —------d C = — « ------ sau zc² c co c 291 Semnul minus indică variația inversă a rapoartelor. Se observă în consecință că variația relativă a frecvenței este proporțională cu variația relativă a capacității. Dacă se consideră că Cᵥ este fix și se variază CT se observă că— va fi maxim pentru Cᵥ = Cᵥₘᵢₙ, deoarece dC s &CT, iar c C = Cᵣ + Cₚ + CT- în consecință, alinierea circuitelor de RF sau a circui- telor de intrare se va face acționînd asupra valorii inductanțelor de acord pentru frecvențele de la capătul inferior al gamei de undă și asupra con- densatorului trimer pentru frecvențele de la capătul superior al gamei de undă. c. Alinierea circuitelor oscilatorului local După alinierea circuitului de intrare și a circuitului de RF se va obțiue o anumită variație a cîștigului realizat de aceste circuite (sau etaje) în gama de lucru. Caracteristica de frecvență a cîștigului va depinde de tipurile de circuite utilizate. Pentru punctele de aliniere se va obține o sensibilitate maximă a radioreceptorului. între aceste puncte, datorită erorilor de ali- niere a circuitului oscilatorului local, sensibilitatea în gamă va scădea cu atît mai mult, cu cît erorile respective vor fi mai mari. Dacă se vor alege frecvențele de aliniere exactă a oscilatorului astfel încît erorile de aliniere să fie minime, curba de variație a cîștigului radioreceptorului în gamă va avea ca înfășurătoare curba de variație a cîștigului circuitului de intrare și a circuitelor de RF (v. fig. 11.36). în general însă este de dorit să se uniformizeze variația cîștigului în gamă. în acest scop punctele de aliniere se vor alege astfel încît să se obțină această uniformizare. Acest mod de lucru este mai indicat deoarece erorile de aliniere ale circuitului oscilatorului local duc la o reducere mai puțin importantă a sensibilității la frecvențele ridicate decît la frecvențele coborîte din gamă, atenuarea fiind dată de relația : și în general cîștigul circuitelor de RF și al circuitului de intrare este mai mare la frecvențele ridicate din gamă. Erorile mari de aliniere la frecvențele ridicate din gamă pot însă conduce la reducerea atenuării frecvenței imagine în această regiune a gamei de undă. Se poate observa că în general punctele de aliniere se aleg cu urmare a realizării unui compromis între realizarea unei sensibilități cît mai constante în gamă, realizarea unei atenuări cît mai mari a frecven- țelor imagine și intermediară, realizarea unei caracteristici de selectivi- tate cît mai simetrică etc. Realizarea acestui compromis nu duce totdeauna la erori minime de aliniere. în cazul unei proiectări îngrijite, diferențele între frecvențele punc- telor de aliniere corespunzătoare erorilor minime de aliniere și frecvențele de aliniere corespunzătoare performanțelor optime ale radioreceptorului sînt relativ mici. Pe de altă parte, calculul frecvențelor de aliniere este mult mai simplu dacă se consideră cazul erorilor minime de aliniere. Din aceste considerente se va analiza numai acest caz. 292 • Alinierea în două puncte. Dacă gama de lucru este mică = fmin = 1.. .2, sau dacă banda circuitelor de intrare și a etajelor de RF este suficient de largă, se poate renunța la o aliniere în 3 puncte pentru o ali- niere în 2 puncte de acord. Dacă alinierea se face în 2 puncte și dacă se caută obținerea unor erori minime de aliniere și egale, curba erorilor de aliniere este ca în figima 11.31. Fig. 11.31. Curba de aliniere cu erori minime și egale în cazul alinierii în două puncte. Curba de aliniere este o parabolă și dacă/j și/₂ sînt frecvențele de aliniere exactă, ele au expresiile : fmax + fmin 2 fmax + fmin 2 (11.28) Dacă condensatorul variabil are pachetele egale, pentru realizarea a două puncte de aliniere se cer două elemente semivariabile prin inter- mediul cărora să se realizeze alinierea. Schema de principiu a circuitelor Fig. 11.32. Circuitul de intrare (ₛ) și circuitul oscilator ale unui radioreceptor în cazul alinierii cu pader în două puncte. 294 circuitul de semnal se pot utiliza aceleași relații ca și în cazul precedent (relațiile 11.29 și 11.31), iar pentru circuitul oscilatorului local rezultă re- lațiile : 1 (11.37) (11.38) în care A și B sînt definite de relațiile (11.34 și 11.35). în calculul de mai sus s-a neglijat influența capacităților parazite ale montajului. Dacă se ține seamă și de acestea, calculul se complică. Practic, se poate considera alinierea cu pader și capacități parazite (fixe), ca fiind un caz particular al alinierii în trei puncte cu pader și trimer (condensatorul trimer fiind pus în paralel cu capacitatea parazită, permite modificarea aceteia). Alinierea în două puncte este utilizată la radioreceptoarele MA și gamele de UL sau US atunci cînd nu se cer performanțe deosebite radio- receptorului. Radioreceptoarele MF utilizează mai întotdeauna alinierea în două puncte, deoarece gama este redusă și frecvența de lucru ridicată : B . \Q'J • Alinierea în trei puncte. La alinierea în trei puncte pentru cazul general se va considera schema din figura 11.34. în această schemă s-a considerat fie C₄ drept condensator trimer, fie Cₐ. Fig. 11.34. Circuitul de intrare (co{) și circuitul oscilatorului ale unui radioreceptor în cazul alinierii în trei puncte. Dacă se consideră o curbă de aliniere ca în figura 11.35, atunci frec- vențele de aliniere exactă fu fz și fₛ vor fi date de relațiile : /1 ⁼ A ~ (/² fmln)> f₂ = -fmax ț fmⁱ* , (11.38) Considerînd modul de lucru supradină, rezultă : h=f,+fi (11.39) 295 ar Elementele circuitului de semnal se calculează ca și în cazul alinierii în două puncte. Pot apărea mai multe cazuri, după cum se realizează schema osci- latorului. Cazul I. Ci = 0, sau C₄ < Cz. Celelalte elemente ale circuitului oscilatorului se calculează utilizînd relațiile : (11-41) (11-42) Cazul II. Cₛ = 0 ^2 "t ^3 C₂ C₂ = Cv max hnin Cv max»min P - n² Ci = Cₜ c₂ + cᵢ (11.43) (11.44) (11.45) (11.46) 196 Cazul III. Se presupune valoarea condensatoiului C₄ dată : (11.47) (j __ m.gx fmin___^2 ^4 (11 48^ 3 --- p C2 + c4 ■ i • 1 L* =LS(---) C3. (11.49) m *) C2 + C4 Cazul IV. Se presupune valoarea condensatorului C3 dată : c f?1 • C2 = _ 0 (11.50) Ip C₄ * C₂ - B (11.51) = Lₛ c₂ + c₃ * c₂ + c₄ ’ (11.52) Pentru verificarea calculului făcut se potjutiliza formulele : u =f,+h + 1/4^- • ⁽¹¹-⁵³⁾ F fi + p în relațiile de mai sus au apărut următorii coeficienți: y2 mar fmin _

fₘᵢₙ și o curbă de aliniere ca în figura 11.35. mutarea frecvenței /₄ înspre fₘₐₓ se îmbunătățește atenuarea imaginii, dar se reduce sensibilitatea între frecvențele fa și fa. Prin realizarea unui com- promis se obțin punctele reale de aliniere care, în cazul general, sînt relativ aproape de punctele calculate cu relațiile (11.38), dacă radioreceptorul este corect proiectat. La radioreceptoarele industriale de radiodifuziune, punctele de aliniere sînt însemnate pe scară cu linioare, cercuțele sau tri- unghiuri, ca în figura 11.37. 550 500 400 300 350 200 m 1 1 i i t 550 500 400 300 350 200 m . । । i 1 । △ △ △ Fig. 11.37. Exemple de modul de figurare a punctelor de aliniere exactă pe scara unui radioreceptor (prin triunghiuri, liniuțe, puncte etc.). 6. METODE PRACTICE DE ALINIERE A CIRCUITELOR DE RF ȘI A OSCILATORULUI LOCAL Alinierea elementelor de circuit la valorile calculate se poate face prin două metode. în prima metodă se presupun cunoscute frecvențele fₘₐₓ, fmin ȘÎ fu fu fa- Se procedează astfel: se execută un montaj ca în figura 11.38 pentru radioreceptoarele MA și ca în figura 11.39 pentru radiorecep- 299 toarele MF. Difuzorul radioreceptorului este înlocuit cu un wattmetru de ieșire a cărui impedanță se adaptează la ieșirea radioreceptorului. Volumul radioreceptorului se pune la maxim, tonul pe poziția corespun- zătoare benzii maxime, comanda de selectivitate pe poziția bandă minimă, comutatorul de game pe gama de lucru. Fig. 11.38. Montaj pentru executarea alinierii unui radio- receptor MA GSS — generator de semnal standard MA ; AA — antenă artificială. Se plasează acul indicator al scării radioreceptorului pe frecvență fₘᵢₙ din gamă și se aplică din G8S pentru receptoarele MA un semnal MA cu un grad de modulație de 30% de frecvență audio 1 kHz, cu amplitudine suficient de mare ca să apară semnal la ieșire cu frecvență purtătoare egala CU fmin' Se reglează valoarea condensatorului pader (sau dacă acesta este fix, valoarea inductanței Lₕ) din circuitul oscilatorului pînă apare semnalul maxim la wattmetru (între timp, nivelul semnalului de GSS se reduce pro- gresiv altfel ca la ieșire să se obțină nivelul puterii standard). Se procedează în același mod la celălalt capăt de gamă (pentru acționîndu-se de această dată asupra condensatorului trimer. Se repetă aceste operații de atîtea ori pînă cînd revenind se obțin aceleași valori, în acest mod s-a executat încadrarea în gamă a radioreceptorului, frecvent recepționată, depinzînd (aproape exclusiv) numai de frecvența oscila- torului local. Se trece apoi la alinierea circuitului de intrare. Se acordă GSS pe frecvența și se deplasează acul indicator al scării în jurul frecvenței Fig. 11.39. Montaj pentru exe- cutarea alinierii unui radio- receptor MF : GSS — generator de semnal standard JILȚ; DS — diapozitiv de simetrizare. de pe scară, pînă cînd se obține nivelul maxim de semnal. Se reglează apoi inductanța Lₛ pînă cînd se obține nivelul maxim (se va avea grijă ca semnalul la ieșire să nu depășească puterea standard, nivelul semnalu- lui fiind redus la intrare numai prin atenuatorul G^^-ului). Se repetă aceeași operație pentru/₃, acționîndu-se asupra condensa- torului Ctₛ. Se repetă apoi aceste două operații pînă cînd revenind se obțin aceleași valori. Se trece la verificarea alinierii corecte pe frecvența/₂. Pentru aceasta se plasează GSS pe frecvența f₂ și se aduce radioreceptorul pe aceeași frecvență, obținîndu-se la ieșire nivelul standard de putere. Se încearcă acordul din Lₛ. Dacă indicația de ieșire crește, frecvența f₂ nu este punctul de aliniere și deci oscilatorul nu a fost aliniat corect. Se revine în conse- cință la alinierea oscilatorului prin verificarea capetelor de gamă și a valorii condensatorului pader <7₂. Această metodă de aliniere este utilizată atunci cînd nu se cunosc punctele de aliniere pe scală. Ea este mult sim- plificată dacă C₂ este fix. 300 Pentru fiecare frecvență de aliniere se verifică dacă alinierea nu s-a făcut pe frecvența imagine. Pentru aceasta se crește valoarea frecvenței purtătoare din G88 cu 2f{, fără a se deplasa acul indicator al scalei radio- receptorului. Dacă se obține semnal la ieșire pentru un nivel cu 20—50 dB mai mare decît acela corespunzător semnalului, alinierea s-a făcut corect, în caz contrar, radioreceptorul este aliniat pe frecvența imagine. Dacă se cunosc punctele de aliniere pe scală nu se mai face operația de încadrare în gamă. în acest caz alinierea se face astfel : se acordă G8S pe frecvența f₁ și se așază acul indicator al scării, după ce a fost potrivit la cap de scară (la fₘᵢₙ ca să corespundă cu limita inferioară a scării), pe semnul corespunzător lui/p Se execută alinierea ca mai sus, prin acționarea simultană asupra inductanțelor Lₕ și Lₛ, pînă cînd nivelul semnalului devine maxim. Se repetă operația de mai sus pentru frecvența f₃, acționîndu-se de această dată asupra condensatoarelor CTₛ și CTₕ simultan (Ct^— C₃ sau C₄). Se repetă aceste operații pînă cînd revenind se obțin aceleași valori. Se ver ifică apoi alinierea corectă la frecvența/₂, ca și în cazul primei metode, în cazul unei alinieri corecte și a unei valori corecte a condensatorului C₂ (condensatorul pader) punctul/₂ trebuie să corespundă ca punct de aliniere exactă. Pentru radioreceptoarele MF, alinierea se face după aceleași metode, însă semnalul dat de G88 va fi modulat în frecvență cu o deviație de frec- vență de 15 kHz. Ieșirea G88, în general asimetrică, va fi simetrizată printr-un dispozitiv de simetrizare ca în figura 15.8, deoarece intrarea în radioreceptor este de obicei simetrică. Metodele de aliniere de mai sus au presupus condensatorul CP fix. Dacă €P nu este fix, alinierea se face la oscilator pentru frecvența prin varia- ția condensatorului CP, pentru frecvența /₂ prin variația induc- tanței și pentru frecvența /₃ prin variația condensatoru- lui CTₕ. Circuitul de semnal se va acorda doar pe frecvențele și/₃, punctul f₂ reieșind ca punct de aliniere corectă cu valori co- respunzătoare ale elementelor din circuitul oscilatorului local. Verificarea alinierii unui Fig. 11.40. Sondă pentru verificarea acordului corect. circuit se face utilizînd o sondă care are la un cap o tijă de alamă de 6 mm și la celălalt cap un miez de ferită (fig. 11.40). Apropierea sondei cu capătul corespunzător miezului de ferită de bobina din circuit duce la creșterea inductanței acesteia, iar apropierea miezului de alamă, la scăderea inductan- ței. Dacă în ambele cazuri nivelul semnalului la ieșire scade, circuitul este aliniat corect. 2. ALEGEREA FRECVENȚEI INTERMEDIARE Frecvența intermediară trebuie neapărat aleasă în afara gamelor de funcționare a radioreceptorului. în caz contrar, frecvența respectivă din gamă va fi recepționată independent de oscilator, deoarece recepționarea frecvenței intermediare nu depinde de frecvența oscilatorului, etajul schimbător de frecvență funcționînd în acest caz ca amplificator de FI. 301 Or, pentru radioreceptorul cu schimbare de frecvență alegerea frecvenței purtătoare a semnalului recepționat se face de către frecvența oscilatoru- lui local, circuitele de semnal avînd o bandă mult mai largă decît circuitele din AF1. în acest caz, dacă frecvența de acord a radioreceptorului se apropie de valoarea frecvenței intermediare, vor apărea perturbații sub formă de interferențe sau sub forma recepției simultane a două semnale (semnalul cu frecvența purtătoare apropiată dej^ și semnalul recepționat prin schimbare de frecvență). Din acest motiv frecvența intermediară este rejectată la intrarea în radioreceptor. Fiind o frecvență fixă, se utilizează circuite de rejecție simple, ca în figura 11.41 (circuitul serie L C) sau ca în figura 11.42. Pentru ca influența acestor circuite să fie neglijabilă în gama de lucru a radioreceptorului se alege pentru circuitul serie un raport mare L{ICf(Cₜ = = 30 pF). Pentru schema din figura 11.42 se observă utilizarea unui cir- cuit de rejecție paralel a frecvenței intermediare, deoarece impedanța de intrare în circuitul de intrare este redusă și în acest caz circuitul paralel duce la atenuări ale frecvenței intermediare mai mari (circuitul paralel formează un divizor de tensiune cu impedanța de intrare a circuitului de intrare). Alegerea frecvenței intermediare este impusă în general de obținerea unor performanțe cît mai bune ale radioreceptorului. Astfel, o frecvență intermediară ridicată asigură o bună rejecție a frecvenței imagine, chiar în cazul unor circuite de intrare simple. De asemenea, asigură o bună funcționare în gama de US unde dacă fₜ < fₛ, atuncifₛ și deci există tendința tîrîrii frecvenței oscilatorului de către frecvența de semnal. în acest caz poate apărea sincronizarea între frecven- țele f, și’ fₕ și deci recepția dispare. Astfel, dacă etajul schimbător de frec- vență cumulează și funcția de oscilator local, oscilatorul iese din funcțiune și recepția dispare sau frecvența oscilatorului este doar puțin tîrîtă de frec- Fig. 11.42. Schema unui circuit de rejecție (W- Fig. 11.41. Schema unui circuit de re- jecție de tip serie a frecvenței in- termediare. vența de semnal în cazul unui semnal puternic și atunci se recepționează un post pe o porțiune mai largă din scală apărînd că recepția nu este influențată de butonul de acord. O frecvență intermediară mică prezintă avantajul că în amplificatorul de FI se poate obține o amplificare mai ridicată, o stabilitate și o selectivi- 302 tate mai bună decît în cazul în care f₍ ar fi mare. în acest caz însă pot apărea interferențe datorită faptului că etajul schimbător este un etaj neliniar și din acest motiv apar armonici atît ale semnalului, cît și ale oscilatorului, care pot produce interferențe. Astfel, o frecvență inter- mediară coborîtă, care corespunde cu una din primele armonici ale unei stații locale (deci cu nivelul de semnal ridicat) dă naștere după etajul schimbător la inter- \/ ferențe manifestate de obicei sub formă de fluierături. în cazul în care frecvența inter- mediară este redusă trebuie realizate circuite de intrare (și de RF) cu selectivitate ridicată pentru o bună rejecție a frecvenței imagine. Pentru cazul circuitelor de intrare simple, schema din figura 11.43 realizează un compro- mis între obținerea unui factor de transfer ridicat și obținerea unei bune atenuări a frecvenței imagine. Prin realizarea acestei Radio- receptor rrrf /tn scheme apare circuitul acordat serie Cᵥ a Fig. 11.43. Schema de principiu a cărui frecvență de acord poate fi aleasă egală uⁿuⁱ circuit de intrare cu o buna cu frecvența imagine. Circuitul Cᵥ Lₓ este serie reiectⁱe a frecventei imagine, și conectat în paralel la intrarea radiorecepto- rului, deci va rejecta frecvența imagine. Realizarea unei atenuări maxime a frecvenței imagine are loc atunci cînd : i 2ir |/" L, Cᵥ (11.63) Relația (11.63) trebuie satisfăcută simultan cu relația : = ⁽¹¹‘⁶⁴⁾ Acest lucru nu se poate întîmpla decît la o singură frecvență. Din acest motiv, la celelalte frecvențe din gamă schema din figura 11.43 duce la atenuări ale frecvenței imagine mai reduse. Pentru schema din figura 11.43 factorul de transfer K și raportul semnal/zgomot vor fi mai reduse, ceea ce nu constituie un avantaj. în general frecvența intermediară pentru radioreceptoarele de radiodi- fuziune se alege fie între 100 și 140 kHz, fie între 350 și 480 kHz. Pentru radioreceptoarele mai simple (economice) se preferă o frecvență inter- mediară între 100 și 140 kHz. în acest caz, pentru evitarea interferențelor (fi coborîte), se utilizează de obicei circuite de intrare cu filtre de bandă. Majoritatea radioreceptoarelor moderne utilizează frecvențe interme- diare între 350 și 480 kHz, deoarece în acest caz pentru gama de UL și UM se satisface condiția ca frecvența semnalului să fie comparabilă cu frec- vența intermediară și în consecință sa nu apară interferențe chiar în cazul utilizării unor circuite de intrare simple. Pentru cazul radioreceptoarelor de trafic, care lucrează în special în gama de US, frecvența intermediară se alege între 1,6 și 3 MHz. Se observă că toate frecvențele de mai sus, între care se alege frecvența intermediară, cad în afara gamelor de radiodifu- ziune. Radioreceptoarele de trafic utilizează două schimburi de frecvență pentru a beneficia atît de avantajele unei FI coborîte cît și a unei FI ridicate, 303 Valoarea exactă a frecvenței intermediare se alege considerînd că radio- receptorul trebuie să prezinte minimul de interferențe posibile. Pentru aceasta, cunoscindu-se frecvențele purtătoare și puterile stațiilor care se pot recepționa în regiunea geografică în care va lucra radioreceptorul, se verifică existența interferențelor pentru diverse valori ale lui fi utilizînd relația : fi + ^ft = nf, + mf,. în această relație, n și m sînt numere întregi, n, m = 0, 1, 2,3 f^ este frecvența oscilatorului local în gamă, iar f, este frecvența semnalului (frecvența purtătoare a diverselor posturi) (se vor considera diverse valori pentru/ și/ din game). Dacă la o valoare oarecare a lui/A se poate găsi o stație cu/, astfel încît să dea A/ în banda audio (20 Hz — 20 kHz) și o altă frecvență de semnal/ care să satisfacă relația/ = / —fₛ, atunci vor apărea interferențe cu condiția ca stația frecvenței / să aibă un nivel sufi- cient de ridicat pentru a da nivele comparabile cu stația de frecvență / la ieșirea circuitelor de intrare. în țara noastră în urma acestui studiu s-a ales fiî = 455 kHz. 3. PROBLEMA STABILITĂȚII în cazul radioreceptoarelor cu schimbare de frecvență, stabilitatea este mai ușor asigurată, deoarece amplificarea semnalului are loc pe mai multe frecvențe mult depărtate între ele. Astfel, semnalul este amplificat în AP pe o frecvență radio, apoi mFI pe frecvența intermediară și mai apoi în AF pe frecvențe audibile. într-un radioreceptor cu schimbare de frecvență, etajele de AFI realizează majoritatea amplificării semnalului în radio- receptor. într-un radioreceptor MA —MF etajele du FI sînt astfel construite încît amplifică simultan pe două benzi de frecvență (FI —MA și FI —MF). Lanțul de semnal MA la funcționarea pe MF nu este blocat, iar lanțul, de MF la funcționarea pe MA se blochează de obicei doar într-un singur etaj (primul etaj de DI de după schimbătorul de frecvență). Dacă se ține seamă de faptul că etajele de FI trebuie sa realizeze o mare amplificare și că sînt echipate cu filtre de bandă, atunci rezultă că întreg amplificatorul de FI poate ușor îndeplini condițiile de autooscilație și deci deveni instabil, datorită, spre exemplu, defazajelor introduse pe filtrele de bandă sau filtrajele insuficiente pe liniile de alimentare. Pentru a se evita aceasta și deci pentru a se asigura stabilitatea etajelor de FI (sau de RF) se iau mai multe măsuri. Fiecare etaj (de FI sau RF) va avea un filtru de decuplare a liniilor de alimentare (circuite de integrare RC pentru linia de alimentare anodică și circuite de integrare LC pentru liniile de alimentare a filamentelor) ca în figura 11.44. Aceste filtre vor introduce o atenuare suficientă a semnalelor din banda de lucru a amplificatorului pentru a mișcora astfel coeficientul de reacție pe liniile de alimentare pînă la o limită de stabilitate dată (de obicei A va fi cel puțin de 20' —30 dB sub pragul de autooscilație). Cablajul și eventual unele ecranări între intrare și ieșire se vor realiza astfel încît să se evite crearea de capacități parazite intrare-ieșire, capaci- tăți care pot duce la autooscilație conform cu schema de oscilator acordat intrare-acordat ieșire. 304 Fig. 11.44. Schema de principiu a unor filtre de decuplare a liniei de filament. Decuplările circuitelor de catod, ecran și anod (filtrele anodice de decu- plare) vor avea de preferință același punct de masă. Acest punct de masă va fi definit de la un etaj de FI la altul. Alegerea incorectă a punctelor de masă poate duce la autooscilație datorită faptului că firele de masă prezintă totuși rezistențe finite, care fiind introduse în circuitele de ali- mentare duc la apariția reacțiilor. Dispunerea pieselor pe șasiu se va face astfel încît să se asigure o bună disipare termică. în acest mod se va evita încălzirea pieselor (condensatoare, bobine, rezistențe, tranzistoare etc.) la temperaturi de peste 40°C. Această situație poate apărea spre exemplu atunci cînd tubul redresor este montat foarte aproape de condensatoarele electro- litice de filtraj. Creșterea tempera- turii condensatoarelor electrolitice de filtraj peste 70°C va duce la va- riații mari de capacitate sau uneori condensatorul poate chiar exploda. Ridicarea temperaturii în inte- riorul casetei radioreceptorului du- ce și la îmbătrînirea prematură a pieselor acestuia. Poate apărea, de asemenea, și o instabilitate a acordului, caracterizată prin deplasarea lentă a acordului radioreceptorului datorit ă variațiilor cu temperatura a ele- mentelor circuitelor acordate (în special din etajul oscilator local). Pen- tru a se evita această deplasare a frecvenței oscilatorului local pe de o parte se vor dispune piesele astfel încît să se asigure o bună disipare a căldurii, iar pe de altă parte se vor alege coeficienții de temperatură ai pieselor componente ale circuitului acordat a oscilatorului local astfel încît să fie compensați. Astfel, dacă inductanța Lₕ din circuit are un coefi- cient de temperatură Aj 9 în care 0 este temperatura, iar cu A s-au notat variațiile și dacă în mod similar se presupune pentru capacitatea totală C din circuit un coeficient de temperatul ă A₂ &Ctot K₂ = -^, (11.66) 0 pentru a realiza compensarea termică trebuie să fie satisfăcută relația : K. + A₂ = 0 (11.67) 20 - c. 498 305 sau - -k₂. Dacă se ține seamă de relația : zy ____ (C„ + Cț) Cp ■ M — cᵥ + Cₜ + Cp' (11.68) (11.69) atunci ^Cₜ₀[ Cp^Cp + Cp)[A(Cp + Q)] (Cv 4~ Ci) Cp (Cp + Ct + Cp) (Cp + cₜ + cₚy (Cp + Cₜ) ĂCp kCp [Cp (Cp + Cₜ)J (Cp + Cₜ + Cp) (Cp + Cₜ + Cp)* (11.70) Cunoscînd coeficientul de temperatură al condensatorului Cᵥ și ținînd seamă de relațiile de mai sus, se pot deduce coeficienții de temperatură pen- tru condensatoarele CP și Cₜ, astfel încît să fie satisfăcute ecuațiile (11.67) și (11.69). Se poate observa că deoarece Cᵥ> Cₜ coeficientul de temperatură al condensatorului Cₜ poate fi neglijat într-o primă aproximație, simplificîn- du-se astfel calculele. 4. PROBLEMA PERTURBAȚIILOR La recepție pot apărea următoarele tipuri de perturbații: zgomote, distorsiuni, instabilități. Zgomotele pot fi datorate : agitației termice (apare sub formă de fîșîit), filtrajele insuficiente (zgomot de 50 sau 100 Hz de rețea), paraziților atmos- ferici (zgomote întîmplătoare) sau unei alte stații de emisie. în acest ultim caz semnalul stației perturbatoare poate apărea și distorsionat. Zgomotele sînt cu atît mai greu de înlăturat cu cît sursa de zgomot este plasată într-un circuit după care urmează o amplificare mai mare. Pentru reducerea nivelului zgomotelor de agitație termică, pot fi utilizate următoa- rele metode : adaptări de circuite ; utilizarea la intrarea receptorului a unor etaje amplificatoare cu zgomot propriu mic și amplificare mare ca spre exem- plu montaje cascod, amplificatoare parametrice, cu diodă tunel etc.; utilizarea de metode de detecție sau estimația statistică (filtraj, corelație, acumulare etc.). Pentru înlăturarea zgomotelor de rețea pot fi utilizate filtre corespunzătoare sau o tehnologie corectă de realizare a cablajului, tehnolo- gie care elimină influența surselor de zgomot de rețea perturbatoare, prin micșorarea cuplajelor parazite cu asemenea surse. Pentru înlăturarea paraziților atmosferici pot fi utilizate fie circuite speciale de atenuare a paraziților (v. cap, 14), fie modulația în frecvență dacă nivelul de semnal este suficient pentru o funcționare corectă a limi- tatorului de amplitudini, fie alte metode. Reducerea nivelului semnalului dat de o stație de emisie perturbatoare poate fi realizat în general prin mărirea selectivității receptorului. Dacă frecvența purtătoare a stației perturbatoare este egală cu frecvența stației pe care se dorește a fi recepționată, separarea se va face utilizînd o anumită directivă. Pentru receptoarele MA o metodă de reducere a nivelului unei 306 stații perturbatoare o constituie utilizarea unui demodulator BL U. Astfel, dacă stația perturbatoare este decalată spre frecvențe mai mari, semnalul perturbator va afecta în special banda laterală superioară. Demodulînd numai banda laterală inferioară a semnalului dorit, se va obține o reducere importantă a semnalului perturbator. PROBLEME SPECIALE ALE RECEPȚIEI SEMNALELOR MF Receptoarele cu schimbare de frecvență construite pentru a recepționa semnalele MF au o serie de particularități specifice față de radioreceptoarele pentru recepția semnalelor MA. Aceste particularități apar pe de o parte datorită frecvenței mari purtătoare a semnalului de RF (gama de UUS) și a benzii mult mai largi afectate semnalului (300 kHz în loc de 9 kHz), iar pe de altă parte datorită sistemului de demodulare MF diferit de cel MA. în principiu, un radioreceptor MF cu schimbare de frecvență dispune de aceeași schemă-bloc ca și a unui radioreceptor cu schimbare de frecvență MA, însă etajul demodulator MA este înlocuit cu unul pentru MF. Circuite de intrare în etajul de RF în cazul receptoarelor MF sînt specifice gamei de UUS, fiind înglobate în așa-numitul bloc de UUS. Datorită faptului că în general semnalele date de antenă și gama de UUS au nivele mai reduse, precum și datorită condițiilor impuse circuitelor de intrare în această gamă amplificatorul deEI’este absolut necesar, asigurîndu-se astfel amplificarea cît și selectivitatea necesară pe frecvența semnalului. Etajele de FI trebuie să asigure banda necesară de trecere (300 kHz) cu minimum de distorsiuni de frecvență sau fază, deoarece aceste distorsiuni, duc la apariția distorsiunilor de neliniaritate la ieșirea radioreceptorului. Din cauza benzii de trecere mai mari de obicei sînt necesare un număr mai mare de etaje de FI decît în cazul radioreceptoarelor MA. în plus, pentru îmbunătățirea raportului semnal/zgomot și pentru evitarea recepționării unor eventuale semnale MA, unele din etajele de AFI au și funcția de limitator MA. Dacă etajul demodulator este de tip discriminator de raport, acesta îndeplinește de asemenea și funcția de limitator MA. Tot în scopul îmbunătățirii raportului semnal/zgomot se introduc după etajul demodulator circuite de dezaccentuare. Aceste circuite duc la atenuarea „fîșîitului” produs de receptor datorită zgomotului alb. Acest zgomot are densitate spectrală uniformă, iar valoarea eficace a tensiunii de zgomot Eₑf este dată de relația : El, = 4 TcTRezg B. în consecință, valoarea puterii de zgomot va fi dată de relația ; E² Pzg = 4 IcTB Rezg și este funcție de banda transmisă. Considerînd frecvența de 1 kHz drept frecvență medie audio, se observă că puterea de zgomot care poate apărea în spectrul de la 0 Hz la 1 kHz este mult mai mică decît aceea corespunzătoare spectrului de la 1 kHz la 10 (sau 15) kHz. Din acest motiv, la emisie frecvențele audio înalte sînt amplificate mai mult într-un circuit de 307 accentuare (fig. 11.45), urmînd ca la recepție să fie atenuate în mod corespunzător cu ajutorul unui circuit de dezaccentuare (fig. 11.46), pentru păstrarea liniarității caracteristicii de frecvență. Odată cu frecvențele audio înalte, la recepție vor fi atenuate și tensiunile de zgomot, ceea ce asigură îmbunătățirea raportului semnal!zgomot. Fig. 11.45. Caracteristica de frecvență a unui circuit de accentuare. Fig. 11.46. Caracteristica de frecvență a unui circuit de dezaccentuare. Constanta de timp de accentuare (dezaccentuare) este standardizată la 50 (75) (îs. Circuitul de dezaccentuare are schema din figura 11.47. Rezis- tența R₁ face ca sub frecvența de 1 kHz circuitul să înceapă să devină atenuator rezistiv în raportul —, asigurînd astfel frîngerea caracteris- ticii de frecvență (deoarece pentru frecvențe/>lkHz, Xc< R^. Circuitul de accentuare are schema din figura 11.48. Elementele circuitului de dezaccentuare se înglobează de obicei în filtrul trece-josdela ieșirea etajului demodulator MF. Fig. 11.47. Schema de principiu a unui circuit de dezaccentuare. Fig. 11.48. Schema de principiu a unui circuit de accentuare. Datorită particularităților sistemului de modulație în frecvență, cali- tatea semnalului obținut la ieșirea etajului demodulator MF este superioară celui obținut la ieșirea etajului demodulator MA. Din acest motiv de obicei etajele de AF ale radioreceptoarelor MF sînt proiectate astfel încît să păstreze aceste calități ale semnalului (adică trebuie să aibă un factor de distorsiuni de neliniaritate mult mai redus, o bandă mult mai largă,o dinamică mult mai bună etc.). 308 Capitolul 12 RADIORECEPTOARE SPECIALE A. GENERALITĂȚI în cadrul acestui capitol vor fi analizate radioreceptoarele de trafic, radioreceptoarele pentru bandă laterală unică, radioreceptoare pentru auto- vehicule și radioreceptoarele stereofonice. • Radioreceptoare de trafic se utilizează în radiocomunicațiile cu caracter profesional cum sînt : traficul poștal și telegrafic, transportul fero- viar, naval și aerian, sau pentru radioamatorism, fonie și telegrafie. Radioreceptoarele de trafic sînt în general aparate cu performanțe superioare radioreceptoarelor pentru radiodifuziune. Posibilitățile lor de recepție nu se limitează la modulația de frecvență și de amplitudine, cu radioreceptoarele de trafic putîndu-se recepționa și telegrafia nemodulată (de tip telegrafia modulată (de tip A,), telefonia (de tip A₃) fotofaximile, (de tip A₄), telegrafia cu deviație de frecvență (de tip Fₓ). Radioreceptoarele de trafic sînt în general aparate care trebuie să asigure o mare siguranță și stabilitate în funcționare. • Radioreceptoarele de bandă laterală unică (BLU)se impun din ce în ce mai mult datorită avanta jelor pe care le are acest sistem de legătură în special datorită folosirii raționale a spectrului de frecvență. Aspectele energetice constituie un avantaj suplimentar prin economia de energie pe care o permit, asigurînd aceleași performanțe la recepție, cu o energie de 10—16 ori mai mică decît în radiodifuziunea clasică cu două benzi laterale. Caracteristica acestui tip de emisiuni o constituie și faptul că în pauză nu se transmite nici o energie. Dacă înlocuirea sistemelor clasice cu sistemul de bandă laterală unică este încă la început, utilizarea lui în radiocomunicațiile profesionale ca : agențiile de presă, legăturile de serviciu externe, marina și aviația civilă etc. este consacrată în mod definitiv. • Radioreceptoarele pentru autovehicule, pentru radiodifuziune, cît și cele eu utilizări spciale au anumite particularități constructive datorită cunoașterii condițiilor specifice de recepție în automobil. Ecranarea formată de caroseria metalică a automobilului, variațiile de cîmp electromagnetic în timpul mișcării, variații care pot fi foarte rapide la deplasarea în centre urbane, prezența instalației electrice proprie auto- mobilului alcătuită din sistemul de aprindere, ștergătoarele de parbriz, turbina pentru climatizare etc., în imediata vecinătate a radioreceptorului, constituie condiții deosebite în care trebuie să funcționeze receptorul. La acestea se adaugă condițiile climatice severe și vibrațiile mecanice la care 309 este supus radioreceptorul. Toate aceste aspecte justifică faptul că radio- receptoarele pentru autovehicule constituie o categorie aparte de cele clasice staționare și portabile. • Radioreceptoarele stereofonice constituie o categorie aparte față de cele clasice, chiar și față de cele prevăzute cu gamă de unde ultrascurte (pentru recepție monofonică). Stereofonici, o ramură mai recentă a electroacusticii, constituie o treaptă superioară de înregistrare și redare a sunetului. Dacă problemele legate de aspectele de joasă frecvență ale stereofoniei sînt rezolvate, realizîndu-se pe seară industrială discuri, picupuri și magnetofoane stereofonice echipate cu amplificatoarele necesare, problema transmiterii prin radio și a recepției emisiunilor stereofonice nu a ajuns încă într-o fază definitivă, astăzi utili- zîndu-se pe scară internațională mai multe metode. Cu atît mai mult cu cît și la noi în țară se efectuează emisiuni de radio- difuziune stereofonică este utilă cunoașterea aspectelor specifice radiorecep- toarelor prevăzute cu această posibilitate. B. RADIORECEPTOARE DE TRAFIC în general radioreceptoarele de trafic se pot clasifica în trei mari catego- rii : staționare, mobile și portative. Cele staționare sînt mai numeroase, fiind uneori utilizate într-un complex de instalații, care trebuind să asigure o funcționare neîntreruptă sînt rezervate 100%, prevenind astfel orice între- ruperi. La acestea nu se impun restricții de gabarit cum se impun celor mobile și în special celor portabile. Există o varietate mare de radiorecep- toare de trafic, unele rccepționînd un singur tip de emisiuni, altele putînd recepționa diferite tipuri de emisiuni. Cele mai răspîndite radioreceptoare de trafic sînt cele pentru trafic general, care vor fi analizate mai amănunțit, în special etajele care diferă de cele ale radioreceptoarelor pentru radiodifuziune. 1. PERFORMANȚELE GENERALE ALE RADIORECEPTOARELOR DE TRAFIC Performanțele receptoarelor de trafic sînt adeseori diferite de cele ale receptoarelor de radiodifuziune și în general superioare acestora. • Puterea de ieșire. La radioreceptoarele de trafic puterea nominală de ieșire variază mult în funcție de tipul aparatului (portativ mobil sau stațio- nar) și de condițiile în care este pus să funcționeze (ieșire pe linie, cască sau difuzor). Astfel, unele radioreceptoare portative construite numai pentru ieșire pe cască au o putere nominală de ieșire de 1 mW, în timp ce unele receptoare realizate și pentru ieșire pe difuzor pentru recepționarea programelor de radiodifuziune au o putere de ieșire de ordinul waților. • Sensibilitatea. Admițînd un raporț semnal/zgomot minim de lO dB se poate ajunge la sensibilități mai bune de 1 p.V prin utilizarea tranzistoare- lor cu zgomot redus în schema de amplificare cu bună stabilitate. în general stabilitatea se obține și prin faptul că la radioreceptoarele de trafic se folo- 310 sește dubla schimbare de frecvență pentru considerente care vor fi analizate. Aceasta permite repartizarea amplificării pe mai multe blocuri. Reglarea manuală a sensibilității se efectuează de obicei separat în RF și FI cu un potențiometru și în AF cu alt potențiometru. Uneori se prevede reglare separată numai pentru etajele de RF. Radioreceptoarele de trafic sînt prevăzute cu posibilitatea deconectării .RAA-ului în cazul telegrafiei transmise manual în codul Morse, cînd frec- vența de manipulare este prea mică. • Selectivitatea. Problema selectivității este de cea mai mare impor- tanță, deoarece se cere o atenuare mare pentru frecvența imagine, frecvența intermediară, canalul adiacent superior și inferior etc. De asemenea, dato- rită faptului că în funcție de tipul emisiunii recepționate banda de trecere necesară a radioreceptorului este diferită, trebuie asigurată realizarea unei selectivități variabile cu o bandă care să se schimbe în limite largi, păstrînd o atenuare mare pentru semnalele situate în imediata vecinătate a canalului recepționat. Banda de trecere necesară pentru diferite tipuri de emisiuni este : 0,2.. .0,5 kHz telegrafie nemodulată (de tip AJ ; 1,5. . .2 kHz telegrafie modulată (de tip A₂); 1,5. . .2 kHz telegrafie cu deviație de frecvență (de tip Fₓ); 2,6. . .5,5 kHz telefonie (de tip A₃ cu BLU); 4,5. .. 12 kHz radiodifuziune cu MA. Pentru satisfacerea acestor cerințe se folosesc în frecvența intermediară mai multe circuite cuplate, deci un număr mai mare de etaje a căror stabili- tate se asigură prin limitarea amplificării pe etaj. La radioreceptoarele de trafic cu dublă schimbare de frecvență se obțin pentru frecvența imagine, frecvența intermediară și alte frecvențe, care pot produce interferențe supărătoare, atenuări mai mari de 60 dB putînd ajunge la 100 dB. • Stabilitatea de frecvență. Stabilitatea de frecvență a radiorecep- toarelor de trafic trebuie să fie mai bună de 10⁻³, ceea ce impune condiții speciale oscilatorului sau oscilatoarelor locale. în cazul recepției emisiuni- lor de tip Aj se cere o stabilitate bună pentru toate oscilatoarele, dar în special pentru primul oscilator local. Pentru recepția aurală a telegrafiei de tip Aₓ este necesar ca stabilitatea de frecvență să fie mai bună de 100 Hz. Dacă se admite o deviație absolută de frecvență de 100 Hz pentru un semnal avînd frecvența purtătoare de 23 MHz, rezultă pentru oscilatorul local necesitatea unei stabilități de frecvență ; MOLi 100 fOL^ 25 ■ 10® = 4-10~a. (12.1) Conform relației (12.1) f₀Lₗ este de 25 MHz, deoarece s-a presupus că prima frecvență intermediară are o frecvență centrală de 2 MHz. O astfel de stabilitate se poate obține numai dacă se utilizează un oscilator cu cuarț montat în termostat. Folosirea acestuia este justificată în cazul recepționării unor stații cu frecvență fixă bine determinată. 311 Pentru asigurarea unei bune stabilități a oscilatoarelor cu frecvență variabilă utilizate în receptoarele de trafic se iau anumite măsuri speciale cum sînt : — realizarea unui montaj rigid, cu bobine pe carcase din călit și con- densatoare fixe de acord termocompensate, plasate departe de sursele de căldură; — realizarea unui montaj pe baza unei scheme de mare stabilitate, reducerea raportului între frecvența maximă și minimă la valori cuprinse între 1,5... 2, aceasta făcînd ca și condensatorul să fie mai stabil; — utilizarea unor tranzistoare sau tuburi oscilatoare cu panta mare, alimentate cu tensiune stabilizată ; — realizarea cît mai rigidă și fără jocuri a mecanismului de transmitere al rotirii condensatorului variabil. Unele radioreceptoare de trafic sînt prevăzute în mod suplimentar cu extensie de bandă pentru a ușura acordul. Determinarea acordului corect se face cu ajutorul unui instrument (S-metru) într-un montaj de tipul celui prezentat la cap. 14. în cele ce urmează vor fi prezentate schemele bloc utilizate pentru radioreceptoarele de trafic cu una sau două schimburi de frecvență și montaje specifice acestora. 2. RADIORECEPTOARE PENTRU TRAFIC GENERAL CU O SINGURĂ SCHIMBARE DE FRECVENȚĂ Schema-bloc a radioreceptorului de trafic general este prezentată în figura 12.1. Pentru asigurarea selectivității și sensibilității necesare, în majoritatea radioreceptoarelor de trafic general se utilizează două etaje de amplifi- care în RF. în acest mod se asigură și un raport semnal/zgomot mai bun și o atenuare corespunzătoare a frecvenței imagine. Chiar în banda de 10 m se poate asigura prin circuitele de RF situate înaintea schimbătorului de frecvență o atenuare a semnalului de frecvență imagine de minimum 30 dB, atenuare care ajunge în gama undelor lungi la mai mult de 100 dB. Etajele amplificatoare de RF trebuie să aibă o amplificare cît mai constantă în bandă, care poate fi controlată de aceeași tensiune de RAA, ca și etajele de FI, sau de o tensiune obținută separat. Pentru o mai bună stabilitate a frecvenței oscilatorului local, acesta este realizat cu un tranzistor separat. în cazul telegrafiei de tip F± (cu deviație de frecvență) se emite de fapt succesiv pe două frecvențe /j și f₂ care diferă cu 400... 2 000 Hz între ele. Acest sistem este denumit și cu pauză activă. Pentru ca la detecție să apară două tonuri corespunzătoare frecvențelor și f₂, se aplică detectorului, în afara semnalelor de la ieșirea din etajele de FI și semnalul de la un oscilator de bătăi. Frecvența acestui oscilator este variabilă și egală cu : Zob =/i± 1.-.5 kHz (12.2) unde f₍ este frecvența intermediară. Din diferența dintre fi și f₀B rezultă un semnal din domeniul audiofrecvenței. După cum se vede din schema- bloc, tensiunea de RAA se aplică separat pe etajele amplificatoare de RF cu o întîrziere mai mare decît la etajele de FI. Uneori, pentru o eficacitate 312 l''ig. 12.1. Schema-bloc a radioreceptorului de trafic cu o singură schimbare de frecvență. mai bună se folosește sistemul de RAA eu amplificare. Faptul că sistemul de RAA nu scade amplificarea în RF decît la semnale cu amplitudine care depășesc o anumită valoare asigură păstrarea unui raport semnal/zgomot bun. Dacă JMA-ul s-ar aplica și amplificatorul de RF, semnalul ar ajunge la etajul de amestec (mixer) cu un nivel mai mic, astfel incit ar conta zgo- motul acestuia. Pentru păstrarea stabilității oscilatorului local, tensiunea de RAA nu se aplică schimbătorului de frecvență. Amplificatorul de FI conține de obicei două etaje, care asigură obți- nerea unei selectivități variabile. Limitatorul de perturbații de la ieșirea detectorului asigură o recepție satisfăcătoare, chiar în prezența unor perturbații puternice (după cumse arată în cap. 14 limitatorul se reglează pentru a limita semnale perturba- toare care depășesc amplitudinea maximă a semnalului util corespunză- toare modulației maxime). La ieșirea amplificatorului de AF, care de obicei conține două etaje, există un difuzor de control și borne pentru conectarea unei linii cu impe- danță de 600 Q. 3. RADIORECEPTOARE PENTRU TRAFIC GENERAL CU DUBLĂ SCHIMBARE DE FRECVENȚĂ Problema interferenței provocată de frecvența imagine este de mare importanță în radioreceptoarele de trafic care trebuie să funcționeze cu per- formanțe bune pînă în gama de 10 m. De aceea în multe cazuri se utilizează dubla schimbare de frecvență. I'ig. 12.2. Schema-bloc a radioreceptorului de trafic cu două schimbări de frecvență. 313 Prima frecvență intermediară (FI^ este de circa 2 MHz, iar cea de-a doua frecvență intermediară (FI₂) de circa 125 MHz sau preferabil circa 460 kHz. Se obține astfel o bună atenuare a frecvenței imagine în prima frecvență intermediară, chiar dacă selectivitatea acesteia este mai mică (de exemplu 55 dB pentru o frecvență de semnal de 20 MHz) și o selectivi- tate bună asigurată în special de circuitele din etajele corespunzătoare celei de-a doua frecvențe intermediare. La cea de-a doua schimbare de frecvență, oscilatorul local foi* are frec- vența mai mare decît frecvența intermediară fa rezultată după prima schim- bare de frecvență. Deci: foi^ —fa =fₛ, (12.3) fot, —fa = A- Performanțele care se obțin cu radioreceptoarele cu dublă schimbare de frecvență sînt superioare celor cu o singură schimbare de frecvență. 4. MONTAJE SPECIFICE RADIORECEPTOARELOR DE TRAFIC a. Amplificator de frecvență intermediară Receptoarele de trafic impun necesitatea realizării unei selectivități variabile pentru a se putea recepționa emisiuni de tipul celor menționate la punctul 1 și care necesită fiecare lărgimi de bandă diferite. Acționînd si- multan asupra mai multor circuite cu clape din amplificatorul de frecvență intermediară, se pot realiza benzi de trecere avînd la 3 dB benzi între 500 Hz și 9 kHz, realizate în mai multe trepte. Telegrafia de tip necesită o selectivitate deosebită pentru obținerea căreia trebuie utilizate în frecvență intermediară filtre cu cuarț. Un cristal cu cuarț are un circuit echivalent cu cel din figura 12.3 care prezintă o rezo- nanță serie la frecvența fₛ și o rezonanță derivație la frecvența fd. Cristalul de cuarț este folosit în amplificatoare de frecvență interme- diară, fie într-o schemă cu selectivitate fixă ca în figura 12.4, a, fie într-o schemă cu selectivitate varia- Fig. 12.3. Circuitul echivalent al cristalului de cuarț : a — schema echivalentă; & — variația reactantei în funcție de frecventă. bilă, ca în figura 12.4, c. Prin utilizarea cristalului de cuarț se obține o selectivitate echi- valentă cu aceea a unui cir- cuit oscilant, cu un factor de calitate de ordinul miilor. în figura 12.4, b este prezentat circuitul echivalent al filtru- lui cu cuarț și condensatorul de neutrodinare CN. Modificînd impedanța circuitului de ieșire al filtrului sau odată cu aceasta și pe aceea a circuitului de intrare, 314 Fig. 12.4. Amplificator de frecventă intermediară, cu filtru cu cuarț a— schema cu selectivitate fixă: b — circuitul echivalent al filtrului: c — schema cu selectivitate variabilă. se poate regla selectivitatea filtrului cu cuarț. Modificarea impedanțe! de ieșire se poate realiza prin schimbarea prizei pe inductanță de ieșire din filtru sau prin modificarea rezistenței de sarcină a filtrului (fig. 12.4, c). b. Amplificator de audiofrecvență Pentru îmbunătățirea raportului semnallzgomot și micșorarea efectului interferențelor care pot să apară în etajele schimbătoare de frecvență și la detecție, în amplificatoarele de audiofrecvență ale radioreceptoarelor de trafic, se introduce un filtru trece-bandă acordat pe 1 kHz, ca în schemele din figura 12.5. Dacă între anodul tubului final de AFT₂ și grila de comandă se conec- tează un circuit în dublu T format din C₂, R₃ și R₂, C₃ (fig. 12.5, a) reglat pe frecvența de 1 kHz, reacția negativă aplicată prin acest circuit va fi mare pe toate frecvențele din banda de trecere de AF, cu excepția frecvenței de acord a filtrului. Aceasta se datorește caracteristicii de transfer a circuitului în dublu T care oprește numai frecvența pe care acest circuit este acordat, avînd o selectivitate corespunzătoare necesităților arătate. Circuitul de reacție negativă se introduce prin închiderea întrerupătorului K₂ numai în cazul recepționării emisiunilor de tip A!. La unele radioreceptoare se utilizează filtre LC care pot fi: un circuit derivație montat ca sarcină în circuitul anodic al primului etaj amplifica- tor de AF sau un circuit serie montat între cele două etaje. Circuitul deri- vație face ca etajul să nu amplifice decît pe frecvența de acord (1 kHz), în timp ce circuitul serie face ca pe grila celui de-al doilea etaj să nu ajungă decît semnalul corespunzător frecvenței de acord a circuitului serie. în general nu este necesară utilizarea unui filtru cu mai multe celule. Cînd se recepționază o emisiune vorbită este de dorit, pentru mărirea inteligibilității, să se atenueze frecvențele joase din spectrul de AF. Aceasta 315 se obține în montajul din figura 12.5, a prin introducerea condensatorului C₅ în serie cu condensatorul de cuplaj (comutatorul Kᵣ deschis). Valoarea capacității condensatorului C₆ este astfel aleasă încît să producă atenuarea frecvențelor mai mici de 1 kHz. Cînd se recepționează un program de radio- difuziune si este necesară o caracteristică de frecvență cît mai liniară, con- Fig. 12.5. Amplificatorul de AF cu filtru de joasă frecvență : a — cu rețea de reacție în dublu T; b — cu filtru LC derivație. densatorul C₅ se scoate din circuit prin închiderea întrerupătorului Kᵥ Con- densatorul de cuplaj C₄ are o valoare mare, pentru a nu introduce distorsiuni de frecvență. în figura 12.5, b este reprezentat un montaj cu o bobină din miez cu ferită, cu un factor de calitate de circa 15, acordată cu condensatorul Cᵣ pe frecvența de 1 kHz. în cazul recepției emisiunilor telefonice de tip A₃ cir- cuitul acordat este eliminat cu ajutorul comutatorului K. c. Limitator de impulsuri perturbatoare Perturbațiile sub formă de impulsuri afectează calitatea recepției, putînd provoca pierderea unei părți din mesajul recepționat, indiferent de faptul că acesta este perceput direct sau este înscris, prin una din metodele utilizate în acest scop. în afara dispozitivelor de limitare a perturbațiilor prezentate în cap. 14, în unele radioreceptoare de trafic se utilizează montajul din figura 12.6 care are rolul de a bloca receptorul de durată impulsului perturbator. După pri- mul sau al doilea etaj de FI (T^ se extrage o tensiune care este amplificată în mod suplimentar de tubul Tz, în anodul căruia este montat circuitul acordat cuplat cu inductanță circuitului secundar L₂. Detecția se rea- lizează cu diodele și D₂, grupul de detecție fiind format de Diodele sînt blocate de tensiunea pozitivă aplicată pe catod prin potențiometrul P. Cînd amplitudinea semnalului de FI aplicat diodelor și D₂ depășește tensiunea pozitivă de pe catod, diodele se deschid și pe rezistența de de- tecție Rᵣ apare o tensiune negativă, proporțională cu amplitudinea semna- lului perturbator de la intrare. Această tensiune se aplică pe supresorul tu- bului amplificator de FI Tᵣ și îl blochează pe durata impulsurilor a căror amplitudine depășește valoarea semnalului. Pentru ca blocarea tubului Tj și deci a întregului radioreceptor să nu dureze mai mult decît impulsul, 316 constantele de timp ale circuitului de detecție Cz^ și ale grupului de filtra- re al supresorului C₃R₂ trebuie să fie mici, fără a putea scade sub o anu- mită valoare, deoarece filtrele de bandă lărgesc impulsul. Acest montaj de eliminare a perturbațiilor de scurtă durată este foarte eficace în ceea ce privește perturbațiile industriale. Fig. 12.6. Montaj pentru limitarea impulsurilor per- turbatoare în frecvența intermediară. Reducerea perturbațiilor pe durata întreruperii purtătoarei sau în absența modulației se realizează cu un dispozitiv denumit „Squelca” de tipul celui din figura 12.7. în funcționarea normală tensiunea de reglaj auto- mat al amplificării aplicată pe baza tranzistorului reduce curentul de emitor al acestuia. Aceasta va micșora căderea de tensiune pe rezistența R₃ de pe care se aplică tensiunea de reglaj automat al amplificării altor tranzistoare. Curentul de emitor al tranzistorului T± trecînd prin potențiometre! P± polarizează baza tranzistorului T₃. Fig. 12.7. Limitator de perturbați! in absența purtătoarei. Tranzistorul T₂ este polarizat normal pe bază, amplificînd semnalul de audiofrecvență rezultat la detecție. în absența purtătoarei recepționate pe baza tranzistorului T₁ se aplică de la detecție o tensiune mai puțin 317 negativă care face să crească curentul prin tranzistorul T± și în. consecință și prin tranzistorul T₂. Aceasta are drept consecință scăderea tensiunii pe baza tranzistorului T₂ și ca urmare micșorarea amplificării acestuia, astfel încît perturbațiile care s-ar auzi în absența semnalului nu mai ajung la ieșire. d. Sistemul de acord în radiocomunicații profesionale care utilizează la recepție radiorecep- toare de trafic, este necesar să se poată acoperi domeniul de frecvențe cuprins între 100 kHz și 30 MHz. Datorită performanțelor deosebite pe care trebuie să le prezinte aceste receptoare, acoperirea acestei benzi largi de frecvențe ridică probleme speciale. în general domeniul este împărțit în- tr-un număr de subbenzi în interiorul cărora acordul se modifică continuu cu ajutorul condensatoarelor variabile de construcție specială. Comutarea benzilor se realizează prin înlocuirea bobinelor care la unele receptoare se efectuează ca blocuri de acord interschimbabile. Receptoarele de trafic cu dublă schimbare de frecvență, ca în figura 12.2, permit o mai bună acoperire a benzii de frecvențe. Se pot adopta două vari- ante : — primul oscilator (01^) de frecvență variabilă și al doilea oscilator (OL₂) stabilizat cu cuarț pe frecvență fixă; — primul oscilator (01^) stabilizat cu cuarțuri egale ca număr cu acel al subbenzilor și al doilea oscilator (OL₂) variabil. Prima variantă are dezavantajul unei stabilități de frecvență necores- punzătoare și lipsă de precizie în acord, cea de-a doua variantă evită aceste dezavantaje, însă necesită un număr mare de cuarțuri. Varianta modernă utilizează pentru receptoarele de trafic un sinte- tizor de frecvență, care se bazează pe : — utilizarea de multiplicări, divizări, însumări și scăderi de frecvență; — sincronizarea unui oscilator cu armonicele oscilatorului de bază sau o combinație a acestora, ori cu frecvență rezultate prin multiplicare, divi- zare, însumare și scădere. e. Frecvența imagine Pentru receptoarele de trafic, atenuarea frecvenței imagine cu minimum 60 dB constituie o problemă de mare dificultate. Pentru atenuarea frec- venței imagine, se utilizează următoarele soluții: — creșterea selectivității blocului de radiofrecvență de la intrarea receptorului; — utilizarea dublei schimbări de frecvență; — utilizarea triplei schimbări de frecvență. 5. RADIORECEPTOR PENTRU TELEGRAFIE CU DEVIAȚIE DE FRECVENȚĂ (TIP F,) La acest tip de telegrafie se transmit două frecvențe de lucru fᵣ și/₂ care diferă între ele cu cca 1 kHz. Frecvența corespunde impulsurilor active și f₂ intervalelor de pauză. Sistemul acesta prezintă avantajul reducerii efectului perturbațiilor și fadingului. 318 La receptorul de trafic rezultă la detecție două frecvențe joase care se separă cu filtre sau cu un discriminator de joasă frecvență, transformîndu-se apoi, cu ajutorul unui releu polarizat, în impulsuri de curent continuu care se transmit pe linie. I-'ig. 12.8. Schema-bloc a părții dc recepție pentru telegrafia J'\ cu separare cu discriminator. în figura 12.8 este prezentată schema cu discriminator în joasă frecvență. C. RADIORECEPTOR PENTRU BANDĂ LATERALĂ UNICĂ (BLU) Un semnal de radiofrecvență modulat în amplitudine are expresia analitică : uₘ = Uₘ(l + mcosQt) coscut (12.5) sau u = Uₘ cos 2k/₀< + -1-mU„ cos 2n (f₀ + fₘ)t + A # V rn Uₘ cos 21----j|—[ t—♦----------►- Ieșire ±220pF ±870pF sh'ⁿS° WnH ±220pF ±870pF ₈ 44---*——•—i l—•----*- Intrare 0₂ WkQ. dreapta b) I'ig. 12.19. Decodor cu detecția anvelopei de modulație : a — schema-bloc; b — schema de principiu. în figura 12.19, b este prezentată schema practică a unui decodor cu detecția anvelopei, la ale cărui ieșire A și B se obțin eele două semnale sting și drept. • Decodorul cu mulliplexaj în timp (cu comutare) din figura 12.20 are refăcută din subpurtătoarea auxiliară frecvența de 38 kHz și din semnalul multiplex este eliminat semnalul pilot printr-un circuit de rejecție. Cu sub- purtătoarea auxiliară se acționează un sistem de comutare de tip punte cu diode care realizează transmiterea succesivă la ieșirea semnalului sting și drept. Pe această cale se obțin direct cele două canale de joasă frecvență. în figura 12.20, b este prezentată schema practică a etajului de demo- dulare al unui decodor cu multiplexaj în timp, la care grupurile de detec- ție RC sînt urmate de filtru pentru obținerea integrării semnalelor detec- tate și reducerii variațiilor rapide datorate resturilor de subpurtătoare. Montajele de decodare prezentate principial sînt în realitate mai complexe în vederea asigurării performanțelor necesare unei recepții stereo de calitate. 331 Semnal multiplex farâ semna! itn Tim ,. i) Fig. 12.20. Decodor cu multiplexaj în timp a — schema-bloc; b - schema de principiu. Din ansamblele specifice radioreceptoarelor stereofonice sînt indica- toarele optice de recepție a programelor stereo ca și cele de acord care vor fi prezentate în capitolul 14. Capitolul 13 ÎNREGISTRAREA ȘI REDAREA SUNETULUI A. GENERALITĂȚI Sistemele de înregistrare și redare a sunetului: mecanice, optice, mag- netice, au cunoscut de la apariția lor pînă astăzi o evoluție ascendentă, datorită îmbunătățirii tuturor elementelor care compun ansamblul de înregistrare și redare, mărind astfel posibilitățile tehnice de reproducere a sunetului. S-au efectuat pași mari în ceea ce privește perfecționările tehnologice de elaborare a materialelor folosite, cît și în cceea ce privește calitatea lan- țului de amplificare și corecție a sunetului. înregistrările și redările mecanice ale sunetului pe discuri au suferit modificări însemnate, rezultate din găsirea unor materiale de suport cu calități îmbunătățite precum și înlocuirea dozelor magnetice greoaie cu ace din oțel, cu doze cu cristal și magnetice ușoare cu calități mult superioare. în ceea ce privește înregistrarea și redarea magnetică, de la sîrma de material feros a primelor înregistrări pînă la banda magnetică modernă realizată prin depunerea unui strat de oxid de fier cu granulație extrem de fină pe un suport rezistent din material plastic, s-au făcut pași mari pen- tru îmbunătățirea caracteristicilor tehnice. Obiectivele principale urmărite în legătură cu perfecționările ansam- blului înregistrare-redare sonoră sînt: reducerea distorsiunilor, extinderea benzii de frecvențe a sunetelor reproduse, maniabilitate sporită. Aceste obiective au fost realizate atît prin progrese tehnologice de elaborare a unor materiale noi cu caracteristici superioare, cît și în domeniul amplifica- toarelor și al sistemelor de captare și redare sonoră, cum ar fi microfoanele, respectiv difuzoarele. Dezvoltarea stereofoniei a impus noi perfecționări ale sistemelor de înregistrare și redare mecanică și magnetică pentru satisfacerea condițiilor tehnice necesare. B. ÎNREGISTRAREA ȘI REDAREA MECANICĂ A SUNETULUI 1. PRINCIPIUL ÎNREGISTRĂRII ȘI REDĂRII MECANICE A SUNETULUI La înregistrarea mecanică, sunetele sînt transformate în semnale elec- trice cu ajutorul microfonului și după amplificare se aplică unui dispozitiv de gravare pe un suport denumit original. Prin galvanoplastie cu ajutorul originalului se realizează o matriță care se utilizează apoi pentru realizarea 333 discurilor în serie. Materia primă (copolimer clorură acetat de vinii) este încălzită pentru presare la 80°C. La redare, vîrful de redare parcurge șanțu- rile discului și doza de redare produce o tensiune electromotoare variabilă cauzată de modulația șanțului pe care sînt înregistrate semnalele. Semna- Fig. 13.1. Schema-bloc a înregis- trării și redării mecanico : a — înregistrarea ; 1 — microfon; 2 — amplificator; 3 — gravor; 4 — atelier de galvanoplastie; 5 — confecționarea discurilor cu matrice; d — redarea; 6 — doză de redare : 7 — amplificator; 8 — difuzor. lele electrice sînt apoi amplificate de un amplificator la ieșirea căruia energia electrică este transformată în energie acustică și radiată în spațiu, de către difuzor. Procesul de înregistrare și redare cu fazele respective apare în figura 13.1. în cele ce urmează se va trata numai redarea discurilor. 2. DISCURILE Discurile utilizate curent au în general un diametru standardizat de 7,5 ; 250 și 300 mm. Turația de 78 rot/min se folosește pentru discurile standard care pot fi redate atît cu ajutorul patefonului cît și al picupului. în prezent, discurile cu această viteză se fabrică tot mai rar datorită duratei de reproducere mici și a uzurii rapide a discului și dozei. Profilul șanțului la discurile standard (pentru 78 rot/min) se carac- terizează printr-o rază de curbură maximă la fundul șanțului de 25 g și o lărgime la suprafața discuitii de 0,15 mm. Discurile înregistrate după sistemul micro (șanț îngust, microșant) caracterizate printr-o rază de curbură maximă la fundul șanțului de 4 g și o lărgime la suprafața discului de numai 51 p permit mărirea duratei de redare ca urmare a măririi numărului de șanțuri pe raza discului. Aceste discuri 1 2 se produc pentru turații standardizate de 45, 33 — și 16 — rot/min. Durata de redare variază în funcție de diametrul disculpi și turația acestuia. Dacă discurile cu turația de 78 ture/min, au un diametru 0 — = 300 mm și 0 = 250 mm (cele cu 0 250 mm permit o durată de redare de 3 min), discurile micro cu diametrul 0 = 300 mm depășesc durata de 3 min chiar la turatia de 33 — ture/min. Pentru a se mări numărul șanțurilor la ’ 3 ■ discurile micro se folosește reglarea automată a pasului (distanța între două șanțuri alăturate) astfel încît la semnale slabe această distanță să scadă și la semnale cu amplitudine mare să crească. Se realizează deci o înregistrare cu pas variabil în funcție de amplitudinea semnalului înregistrat, ceea ce conduce la mărirea duratei de redare a discului. Discuri la se fabrică din diferite materiale, urmărindu-se obținerea unor performanțe cît mai bune din punctul de vedere al caracteristicilor electro- acustice și mecanice. Obținerea performanțelor necesare este cu atît mai 334 dificilă cu cît înregistrarea și redarea discului nu se fac cu viteză de deplasare constantă a șanțului față de vîrf. Materialele utilizate în prezent la fabrica- rea discurilor, pe bază de clorură de polivinil sau polietilenă, au un zgomot de fond mic, permit înregistrarea unei benzi largi de frecvență, au o uzură foarte mică, nu sînt higroscopice și casante. O categorie de discuri care a apărut mai recent este aceea a discurilor stereo pentru a căror realizare s-au făcut numeroase experimentări care au avut ca rezultat adoptarea înregistrării prin două metode : 0°—90° si 45°—45°. La tehnica 0°—90° se aplică dozei de înregistrare două semnale electrice care se transformă în două forțe mecanice perpendiculare una pe cealaltă, una provocînd oscilații laterale ale acului de înregistrare (paralel cu supra- fața discului), alta provocînd oscilații în adîncime ale acului (perpendicular pe suprafața discului). La metoda 45°—45° mișcările acului de înregistrare sînt de asemenea perpendiculare una pe cealaltă, dar față de suprafața discului sînt înclinate la 45°. Cele două metode sînt comparabile, putîndu-se trece ușor de la o metodă la cealaltă. Se preferă în general metoda de înregistrare 45° — 45° deoarece metoda 0°—90° are pe de o parte distorsiuni mai mari provocate de înregistrarea în adîncime, la care deplasările vîrfului în sus și în jos față de o linie mediană de deplasare nu sînt identice și pe de altă parte, datorită vibrațiilor verticale mai mari ale sistemului mobil. în figura 13.2 se prezintă aspectul șanțurilor stereofonice înregistrate după metoda 0°—90° și 45°—45°. Pentru realizarea discurilor stereo există o serie de norme și reco- mandări ale Comisiei Electrotehnice Internaționale (C.E.I.) referitoare la procedeele de înregistrare, definirea celor două canale, faza semnalelor stereofonice etc. Fig. 13.2. Aspectul șanțurilor la discurile stereofonice și reprezentarea forțelor care acționează la înregistrare cu metoda : a, e — 0’ —90’; b, d—45* — 45*. La redare, mișcarea acului se face spre periferia discului pentru amplitudini pozitive și spre centrul discului pentru amplitudini negative. în ceea ce privește diametrele discurilor stereo și turațiile de redare, acestea sînt standardizate la următoarele valori: discuri pentru 45 ture/min ®10 = 17,5 mm și pentru 33 -^-ture/min cu 0 — 175,250 sau 300 mm. 335 în ceea ce privește compatibilitatea discurilor stereo : nu este recoman- dabilă redarea unui disc stereofonic cu o doză de redare monofonică, din cauza riscului deteriorării înregistrării stereofonice, în schimb cu doze stereo se pot reda și discuri mono. 3. DOZA DE REDARlî Doza de redare numită și doză de citire este un traductor electro- mecanic destinat să transforme modulația șanțului discului pe care sînt înregistrate semnalele într-o tensiune electromotoare variabilă. O doză de redare trebuie să îndeplinească mai multe condiții : — să transforme vibrațiile mecanice în semnale electrice în mod fidel (distorsiuni dc frecvență și neliniaritate minimă); — să aibă un randament ridicat; — să nu uzeze discul; — să fie suficient de robustă. Tipurile de doze care au fost realizate sînt : mecanice, magnetice, piezo- electrice, eleetrodinamice, ceramice etc. • Doza macano-aeustică se utilizează exclusiv la patefoane și este for- mată dintr-o membrană cu marginile încastrate în al cărei centru este cuplat elastic sistemul mobil de care se fixează acul. Pîrghia sistemului mobil oscilează, transmițînd aceste oscilații membranei care vibrează. Sunetele produse sînt canalizate prin braț la cornetul acustic. © Doza de redare electromagnetică s-a utilizat mult, deoarece are o construcție simplă și robustă, în schimb prezintă dezavantajul unei greu- tăți mari și al unei sensibilități reduse. Fig. 13.3. Doză de redare electromagnetică. Fig. 13.4. Doză de redare electrodinamică. în figura 13.3 se poate vedea magnetul permanent 1 cu piesele polare 2 de la capete, între care se găsește o bobină 3. Paleta sistemului mobil con- struită din fier moale 4 este solidară cu vîrful de redare 5 și oscilează în jurul punctului 6. Vîrful de redare face să vibreze paleta sistemului mobil, ceea ce produce variația reluctanței circuitului magnetic al bobinei 3, deci inducerea în aceasta a unei forțe electromotoare variabile, proporțională cu oscilațiile paletei. 336 în urma ultimelor perfecționării, dozele electromagnetice au ajuns să aibă o greutate redusă, o caracteristică de răspuns bună și o tensiune la ieșire de peste 50 mV, 9 Doza electrodinamică are multe asemănări cu cea electromagnetică, funcționarea ei bazîndu-se pe legea inducției, fiind echipată după cum se vede din figura 13.4 cu un magnet permanent 7, terminat cu piesele polare 2, între care se găsește bobina 3, solidară cu sistemul mobil. Mișcările vîrfu- lui se transmit bobinei care oscilează în cîmpul magnetului; în spirele acesteia se va induce o tensiune alternativă avînd frecvența și amplitudinea proporțională cu deplasările vîrful'ui. Caracteristica de frecvență care se obține cu aceste doze este foarte bună, realizîndu-se o forță verticală pe disc mai mică de 25 g și o presiune orizontală necesară pentru deplasarea vîrfu- lui pe orizontală de numai 3... 5 g. • Doza de redare magnetodinamică este formata dintr-un magnet permanent fixat de sistemul mobil, magnet care oscilează într-o bonină fixă. Forța electromotoare care se va produce la bornele bobinei este proporțio- nală cu viteza de deplasare a vîifului. Acest tip de doză este rareori utilizat. e Doza de redare piezoeleetrică conține un cristal cu proprietăți piezoelectrice. Dacă se solicită cristalul la o tensiune mecanică, forțele lui se încarcă cu o cantitate de electricitate care depinde de mărimea și direcția solicitării mecanice. Doza piezoeleetrică transformă solicitările mecanice la care este supus cristalul în șanțurile discului în semnale electrice care vor fi amplificate și redate. Datorită proprietăților pe care le au, nefiind influențate de variațiile de umiditate și temperatură, se folosesc cristale ceramice de titanat de bariu. Acestea prezintă însă dezavantajul că sînt fragile, ceea ce limitează valoa- rea dimensiunilor cristalului. Din acest motiv ele sînt cam rigide, făcînd dificilă redarea întregului spectru de AF. Tensiunea de ieșire este de ordinul 100 mV în dozele de redare cu cristal, acesta este solicitat la torsiune sau încovoiere. Dozele de redare moderne tre- buie să poată reda atît discurile de 7 8 ture/jnin, cît și cele cu înregistrare micro. în general doza de redare este fixată de braț printr-un șurub, astfel îneît înlocuirea ei să fie foarte simplă, în brațele de redare moderne doza rotativă a fost înlocuită de doza bascu- lantă (fig. 13.5) care conține un singtir cristal piezoelectric 7. Vîrfurile 2 și 3 pentru redare normală și micro sînt montate în același plan pe O placă 4 și se FⁱS-13.5. Doză de redare basculantă cu cristal rotesc în jurul axei A — B du circa 35°. piezoUccinc. Acest sistem permite păstrarea poziției corecte de lucru a vîrfului față de centrul de rotație al discului și are o caracteristică de frecvență bună. Din punct de vedere al performanțelor dozei de redare trebuie avute în vedere caracteristicile mai importante ale acesteia. — forța de apăsare pe șanțul discului exprimată în grame nu trebuie să depășească 1 g pentru dczele cele mai bune și în nici un caz să nu treacă de 3 g; 337 — nivelul care se poate obține la ieșire din doză este de 6... 7 m V și poate ajunge pînă la 30 mV. Preâmplificatorul trebuie să poată să amplifice aceste nivele fără să adauge zgomot sau distorsiuni; — caracteristica de frecvență este important să fie cît mai constantă în tot domeniul de audiofrecvență ; — să permită redarea fără distorsiuni cu o dinamică în limitele cerute de redările cele mai exigente. — Caracteristicile tehnice principale ale unei doze stereo dc redare Pickering tip V/AME-1 magnctodinamice sînt : Sensibilitatea, în mV/cin/S 1,25 Banda de frecvente, în Hz 20—20 000 (±1,5 dB) Diafonia la 1 kHz, în dB —30 Forța de apăsare recomandate, în g 1 Greutatea, în g 5 Acul lector (diament eliptic), în ;z 25/5 — Dozele magnetice de tip Shure au caracteristici care diferă de tipul dozei. Astfel doza M 44 — 5 are următoarele date tehnice: Tensiunea de ieșire la 1 kHz, în mV 6 Banda de frecvență, în Hz 20 — 20 000 Diafonia, în dB > 25 Impedanța de adaptare, în kt) 47 Presiunea admisă pe acul lector, în g 0,75—1,5 Conductivitatea pe canal, în mH 680 Rezistența în curent continuu, în f! 650 Raza de curbură a acului lector, în ;z 13 — Dozele piezoelectrice stereofonice tip T 23 realizate de firma Telcfunken care au un preț de cost mai mic decît cele precedente au performanțe suficient de bune, și anume : — Tensiunea de ieșire la f = 1 kHz și = 10 cm S⁻¹, in V 1,5 — Factorul de transmisie în mV/cin s⁻¹ 150 — Diafonia la 1 kHz, în dB 30 — Forța de apăsare pe disc, in g 5 — 6 — Raza de curbură a acului, în jz 17 în prezent se utilizează la dozele de calitate ace lectoare eliptice care prezintă îmbunătățiri în redarea discurilor prin aceea că urmăresc fidel și tangent flancurile șanțurilor, astfel încît se reduc distorsiunile la citire. De asemenea acul lector eliptic reduce distorsiunile produse de efectul de „strîngere“ exercitat asupra acului lector de pereții șanțului, cînd semnalul obligă șanțul să devieze mult de la poziția avută în absența semnalului. Datorită îngustării șanțului se produce fenomenul de strîngere. 4. BRAȚUL DE REDARE La redare, vîrful dozei trebuie să se găsească într-un plan perpendicular pe suprafața discului și tangent la șanțul în care se găsește. Cea de-a-doua condiție nu se poate realiza fără adoptarea unor soluții costisitoare sau a unor brațe lungi, pentru care arcul de cere se confundă cu o dreaptă. Practic, brațele pentru picupurile de amatori au o lungime de cca 200 mm. Poziția brațului de redare este optimă numai atunci cînd sînt satisfăcute anumite condiții care depind de braț, poziția vîrfului și axa de rotație a 338 platanului. De asemenea, trebuie respectată poziția dozei de redare în plan vertical și forța exercitată pe disc prin intermediul vîrfului. La picupurile mai perfecționate există un sistem de reglare fină a presiunii acului pe disc. Brațele de calitate au dispozitive de contragreutate care creează presiunea necesară a acului pe disc. Condițiile principale pe care trebuie să le satisfacă un braț de picup sînt: — să nu fie influențat de factori externi; — să nu influențeze cu nimic proprietățile dozei de redare. Frecarea în lagărele brațului trebuie să fie minimă atît în plan orizontal, cît și în plan vertical. O serie de mărimi influențează prin calitatea brațului asupra per- formanțelor redării : — forța de apăsare pe disc ; — forța centripetă dirijată spre centrul discului; — erorile unghiului de citire ale șanțului; — rezonanța brațului; — unghi,ul vertical al acului de citire față de suprafața discului. La picupurile de calitate forța de apăsare pe disc se reglează în funcție de doza folosită. Forța centripetă care apare datorită mișcării de rotație a discului, face ca șanțul să nu fie exploatat uniform ducînd la distorsiuni. în figura 13.6, a se poate observa forma distorsionată a semnalului sinusoidal de 1 kHz la ieșire din doza de redare, brațul neavînd dispozitiv de compensare a forței centripete. în figura 13.6, b se poate constata că prin introducerea unui dispozitiv de compensare a forței centripete (anti- skating) semnalul corespunzător flancului intern al discului rin mai este distorsionat. Pentru compensarea forței centripete, s-au adoptat la realizarea brațelor pentiu picupuri mai multe soluții ; cu contragreutate, cu arc spiral etc. Reglarea riguroasă a dispozitivului de compensare este dificilă, deoarece aceasta depinde de mai mulți factori: raza de curbură a arcului dozei, forța de apăsare, elasticitatea discului etc. La redarea discurilor punctul de citire de pe disc nu se deplasează pe suprafața discului după o rază, ci după un arc de cerc. Pentru micșorarea Fig. 13.6. Efectul forței centripete asupra mei la redarea unui semnal sinusoidal a — fără compensarea forței centripete; b - cu compensarea forței centripete. °) ZW 339 acestor distorsiuni care cresc pe măsură ce brațul se apropie de centrul discului, se construiesc brațe de picup ou o lungime mai mare sau cu o anumită înclinație spre centrul discului. 5. VÎRFUL DE REDARE La redare, vîrful este în contact permanent cu șanțul, astfel încît pen- tru o redare fidelă trebuie să se încadreze în profilul acestuia, ceea ce pro- duce în timp atît uzura acului, cît și a discului. La discurile normale vîrful trebuie să aibă o rază de curbură de 50... 60 jx și la cele micro de 15... 25 . Fig. 13.7. Dimensiunile șanțurilor și vîrfurilor de redare pentru discuri: a — normale; b — micro. Eezultă în mod evident că vîrfurile pentru discurile normale nu trebuie utilizate la redarea discurilor micro. Dacă vîrfurile pentru discuri micro se utilizează la redarea discurilor normale, se produce o uzură accentuată a pereților șanțurilor și pot apărea rezonanțe mecanice cu efecte supărătoare. La dozele moderne se folosesc vîrfuri din safir sau diamant atît pentru discuri normale, cît și pentru discuri micro, deoarece au o mai mare rezis- tență la uzură. 6. SISTEMUL DE ANTRENARE în afara discului, brațului cu doza și vîrfului de redare, un picup trebuie să conțină și un sistem de antrenare a discului compus din : motorul cu dispozitivele de transmitere a mișcării, cu turația corespunzătoare la platanul pe care se așază discul, dispozitivul dc pornire și oprire și eventual dispozitivul de schimbare automată a discurilor. Sistemul de antrenare trebuie să realizeze o cît mai mare constanță a vitezei de antrenare și o transmisie cît mai mică a trepidațiilor și zgomotului de la motor, dozei de redare 340 a. Motorul Cu excepția patefonului, care are un motor cu arc, toate picupurile sînt echipate cu motoare electrice care pot fi de diferite tipuri: — motoare sincrone monofazate, care au o construcție simplă și robustă, și o turație foarte constantă, independentă de sarcină ; prezintă dezavanta- jul unei porniri greoaie, deoarece trebuie să li se imprime din exterior o viteză unghiulară apropiată de cea de sincronicm ; — motoare asincrone monofazate, care nu au o turație constantă decît la mersul în gol; în sarcină, datorită fenomenului de alunecare, viteza diferă de cea în gol, diferența nu este însă mare ajungîndu-se practic la o turație apropiată de cea de sincronicm care practic este suficient de constantă la variațiile cuplului și ale tensiunii de alimentare; — motoare de curent continuu cu excitație serie, care sînt utilizate pen- tru picupurile alimentate de la rețeaua de tensiune continuă sau de la baterii sau acumulatoare (picupuri portative). Turația acestor motoare variază mult du sarcina și trebuie menținută constantă cu ajutorul dispo- zitivelor centrifugale. Aceste motoare mai prezintă dezavantajul că produc scîntei la colector. în funcție de modul de realizare al pornirii utilizează : motoare asincrone cu fază auxiliară în scurtcircuit sau motoare asincrone mono- fazate cu condensator, acestea din urmă fiind foarte mult utilizate la picupuri datorită calităților lor. în funcție de tipul motorului, condensato- rul utilizat are o capacitate care variază între 0,5 și 2 p F. O variantă a motoarelor de curent continuu o constituie motorul universal, care se poate alimenta la tensiune alternativă sau continuă avînd caracteristici apropiate de cele ale motorului de curent continuu. Motorul picupului trebuie să aibă un cîmp de dispersii cît mai redus pentru a nu influența dozele. De asemenea trebuie să aibă o frecare cît mai mică în lagăre. Pentru a nu transmite trepidații fixarea pe șasiu a motoru- lui este elastică și amortizată. b. Dispozitive mecanice Transmiterea mișcării și modificarea turației platanului în vederea asigurării vitezelor de rotație standardizate la redarea discurilor se poate realiza cu un dispozitiv cu rolă intermediară ca cel din figura 13.8, sau cu curele de transmisie. Fig. 13.S. Dispozitiv de antrenare a platanului cu 4 viteze. 341 Motorul 1 are pe axul 2 patru role de diferite diametre (galetul în trepte) care transmit platanului 4 prin rola intermediară 3 mișcarea de rotație cu turația corespunzătoare. Rola intermediară poate fi deplasată pe verticală permițînd astfel schimbarea turației platanului în funcție de diametrul rolei de pe axul motorului care o antrenează. în timp ce în figura 13.8, a antrenarea platanului se face pe marginea exterioară, în figura 13.8, b antrenarea se face pe marginea interioară. în general axul motorului cu cele patru diametre se realizează din oțel, rola intermediară avînd periferia din cauciuc pentru a se evita eventualele alunecări. • Dispozitivele de oprire automată a motorului la sfîrșitul discului întrerup circuitul de alimentare al acestuia cînd brațul de redare a ajuns la ultimul șanț al discului. Aceste dispozitive mecanice, indiferent de vari- anta în care se realizează trebuie să nu solicite brațul în timpul redării și să poată fi acționate de acesta la sfîrșitul discului cu un efort minim. • Dispozitivele pentru schimbarea automată a discurilor se realizează în numeroase variante și execută în general următoarele operații: așază brațul la începutul discului și îl aduce în afara acestuia după ce discul a ajuns la capăt, permițînd eliberarea discului următor și așezarea lui auto- mată pe platan. Urmează reluarea ciclului prin reașezarea vîrfului la începutul noului disc ș.a.m.d. Aceste dispozitive pot asigura automat în funcție de gradul lor de perfecționare : — așezarea vîrfului la începutul discului indiferent de diametrul acestuia; — întreruperea redării discului în orice punct al acestuia prin simpla apăsare a unui buton și trecerea automată la discul următor ; — repetarea unui disc prin apăsarea unui buton chiar înainte de sfîr- șitul discului; — stabilirea unei pauze de durată reglabilă între 1... 5 min între discuri — oprirea automată a motorului la sfîrșitul ultimului disc. Mecanismele care realizează automat aceste comenzi sînt foarte diferite Fig. 13.9. Dispozitiv pen- tru schimbarea automată a discurilor. și destul de complicate și diferă între ele în funcție de fabrica constructoare. în figura 13.9 este reprezentat un schimbător automat al discurilor utilizat la majoritatea picupuri- lor moderne. Axul platanului se prelungește cu un alt ax avînd un diametru de 7 mm, în interiorul acestuia deplasîn- du-se o tijă mobilă 1 care trece prin ghidajul mobil 2. Șaiba 3 din capătul tijei are trei lamele plate arcuite cu vîrfurile îndreptate în jos 4, care coboară simultan cu tija 1. Resortul 5 menține distanța între șaiba 3 și ghidajul mobil 2. Bucșa cu trei gheare arcuite 6 se gă- sește sub ghidajul mobil. Cele trei gheare pe care se pot așeza pînă la 10 discuri pot ieși în exteriorul axului prin trei fante. Pentru schimbarea discului, tija 1 este deplasată în jos de un dispozitiv mecanic, astfel încît cele trei ghiare să intre în interiorul axului, ceea ce permite căderea pe platan a primului disc. Lamelele 3 care au ieșit din interiorul axului prin cele trei fante susțin celelalte discuri. După ce discul a căzut pe 342 platan, tija 1 revine în poziția inițială și brațul cu doza de redare se așază automat pe primul șanț al discului. După terminarea redării primului disc, brațul se ridică, revine în poziție de repaus și operația de înlocuire a discului se efectuează în continuare. Ceea ce este foarte important atît la motor, cît și la dispozitivele și an- samblul mecanic este asigurarea unei turații corecte și constante, deoarece variațiile de viteză mai mari de 0,3% produc fenomenul de „fluctuație" (miorlăit) care este supărător chiar pentru o ureche mai. puțin experi- mentată. 7. AMPLIFICATORUL DE REDARE în general pentru redarea discurilor se folosește sau amplificatorul de AF din radioreceptor sau un amplificator realizat special pentru acest scop. Caracteristica de înregistrare a discurilor este neliniară cu frecvența, după cum rezultă din figură 13.10, a. Ea reprezintă variația cu frecvența a vitezei de înregistrare v : ® = d2nf (13.1) în care : d este elongația șanțului gravat în urma modulării sau cu o frec- vență /; f — frecvența de înregistrare. Se observă că pentru o anumită viteză v de înregistrare a discului (33— ture/min, sau 45 ture/min etc.) pe măsură ce scade frecvența f sînt 3 necesare amplitudini tot mai mari pentru elongația d a șanțului gravat, ceea ce ar duce la mărirea distanței necesare între șanțuri. Pentru a evita acest Fig. 13.10. Caracteristica la înregistrare și redare a discurilor : a — amplitudinea funcție de frecventă.; 6 — montaj pentru corecție la redare. 343 lucru, la frecvențe joase s-a micșorat amplitudinea semnalului în timpul înregistrării. De asemenea, tot la înregistrare se procedează la o ridicare a frecvențelor înalte care va fi compensată la redare, obținîndu-se astfel un raport semnal/zgomot mult îmbunătățit. Caracteristica de înregistrare a discului trebuie compensată la redare în amplificatorul folosit, astfel încît să rezulte o caracteristică a amplitu- dinii tensiunii constantă, în funcție de frecvență. în acest scop preamplifica- t oarele de redare au o caracteristică inversă celei de înregistrare (fig. 13.10a), realizînd o creștere a frecvențelor joase cu circa 18—20 dB și o atenu- are a frecvențelor înalte cu circa 18—20 dB. Valoarea precisă a compensări- lor variază în funcție de indicativul normelor de imprimare a discurilor respective, însă diferența între acestea nu este importantă, astfel că în mod curent se folosește caracteristica RIAA care este mai des întîlnită și necesită o ridicare a frecvențelor joase cu 20 dB și o atenuare ă frecvențelor înalte cu circa 15 dB. O schemă tipică folosită în acest scop se poate vedea în figura 13.10 b, în care circuitul de reacție negativă R₁C₁ și H₂C₂ asigură caracteris- tica necesară corecției înregistrării pe disc. în aparatura de calitate medie se folosește de obicei cun circuit simplu format dintr-o rezistență de valoare mare 1... 2 MQ în serie cu doza, care însă nu realizează corecția necesară a înregistrării pe disc indispensabilă unei audiții normale a discurilor. în cazul discurilor normale (78 ture/min), circuitele de corecție utilizate (fig. 13.11) sînt diferite de cele folosite la redarea discurilor micro (fig. 13.12) (78 ture/min) datorită caracteristicilor de înregistrare diferite. Grupul R₁, Cᵥ C₂ realizează în ambele scheme de corecție caracteristici asemănătoare celei din figura 13.10, a. în general pentru audiții de înaltă fidelitate se construiesc amplifica- toare de audiofrecvență corespunzătoare cu performanțe ridicate cu puteri de ieșire de minimum 10 W și cu difuzoare montate în incinte. în afara distorsiunilor de frecvență produse de neliniaritatea caracte- risticii de frecvență a dozei de redare, mai pot apărea la reproducerea dis- curilor : — zgomote de fond (fîșîit) produse de frecarea vîrfului pe disc și situate în domeniul 3,5. . .8 kHz ; amplificatorul de redare în cazul dozei pen- tru discuri normale. Fig. 13.12. Circuite de corecție utilizate în amplificatorul de redare în cazul dozei pentru discuri micro (corecția RIAA). 344 — zgomote produse de mici variații de turație, situate în domeniul frecvențelor joase; — perturbați! de natură electromagnetică, cum ar fi cele produse la colectorul motorului de curent continuu. în timp ce primele două tipuri de zgomote se pot atenua cu filtre RC de diferite tipuri, perturbațiile de natură electromagnetică trebuie înlăturate în punctul unde se produc prin filtre de decuplare, ca și eventualele pertur- bații industriale. 8. REDAREA DISCURILOR STEREOFONICE Dozele de redare a discurilor stereofonice permit semnalelor celor două canale separarea pe cale mecanică, cum este cazul dozelor piezoelectrice, sau pe cale electrică, prin doze electromagnetice și electrodinamice. La doza stereo piezoelectrică din figura 13.13 virful de redare este fixat la extremitatea unei bare paralele cu tangenta la șanț în punctul de contact. Cele două cristale 1 sînt fixate cu un capăt la două bare radiale mobile 3, cealaltă extremitate fiind fixată rigid. La deplasări orizontale ale acului, ambele bare se vor mișca simultan și în același sens, iar pentru de- plasări verticale ale vîrfului de redare, mișcările simultane ale celor două bare radiale se vor produce în sens opus. Semnalele celor două canale fiind astfel obținute, este posibilă trans- miterea lor prin intermediul celor două cristale. O condiție suplimentară, specifică deozelor stereo constă în evitarea diafoniei între cele două canale și posibilitatea redării unui disc monofonic cu doza de redare stereofonică. în această, privință dozele electromagnetice realizează o diafonie mult mai redusă decît dozele cu cristal. în prezent se fabrică o gamă variată de doze stereo cu calități corespunzătoare unei bune re- produceri și cu prețuri relativ scăzute. La redarea stereofonică se folosesc fie agre- gate complexe cu două amplificatoare și cu două difuzoare care se amplasează la o distanță corespunzătoare unei audiții optime (2,5.. .3m), fie agregate simple care comportă un braț de re- dare cu doză stereofonică, un singur lanț de am- plificare complet (cu difuzor) și o priză pentru conectarea unui amplificator exterior pentru care de obicei se utilizează amplificatorul de JLJ¹ al radioreceptorului. în afară de o bandă de frecvență cît mai largă și distorsiuni mici, am- plificatoarele celor două canale ale agregatului de reproducere sterefonică trebuie să aibă dis- torsiuni de fază cît mai mici în toată banda utilă de AF, pentru a nu denatura efectul stereo al imprimării care se redă. Fig. 13.13. Doză de redare piezoelectrică pentru discuri stereofonice. 345 9. TIPURI DE PICUPURI în general picupurile se pot clasifica în trei categorii: profesionale, de înaltă fidelitate și de larg consum. în cele ce urinează vor fi prezentate carac- teristicile principale ale picupurilor din ultimele două categorii. • Picupurile de înaltă fidelitate cu performanțe tehnice deosebite avînd drept scop redarea calitativă a înregistrărilor de pe disc. Perfor- manțele acestora urmărind să satisfacă cele mai severe exigențe, diferă după firma constructoare și sînt îmbunătățite permanent atît în ceea ce privește brațul cu doza de redare, cît și sistemul de antrenare. Pentru exemplificare vor fi enumerate caracteristicile tehnice principale ale picupului automat „Dual 1 019” — lungimea activă a brațului —202 mm — eroarea unghiului tangențial de cifre 0,5°/țol — frecvența dc rezonanță a brațului 7 Hz — reglare continuă a presiunii de apăsare pe disc 0...3g — durata de coborîre amortizată a brațului 0,5 cm/s --- greutatea platanului 3,2 kg --- diametrul platanului 270 mm --- vitezele de rotație 16 33---, 45, 78 rot/min 3 3 --- domeniul de reglaj al turației 6% --- fluctuația de viteză 0,1 % --- dinamica 60 dB — nivelul de zgomot al mecanismului 40 dB — platanul este echilibrat dinamic și antimagnetic. • Picupurile pentru larg consuni se construiesc într-o gamă largă de la variante simple, portabile, alimentate de la rețea sau baterii, echipate cu amplificator cu tuburi sau tranzistoare sau, în varianta cea mai simplă, fără amplificator încorporat. Unele tipuri cu performanțe apropiate de cele de înaltă fidelitate fiind prevăzute și cu dispozitiv pentru schimbarea auto- mată a discurilor. Pentru exemplificare sînt prezentate caracteristicile principale ale picupului portativ stereofonic „Supraphon GZC 611 A” — alimentarea — puterea absorbită — vitezele de rotație — forța dc apăsare a acului lector pe disc — puterea de ieșire a amplificatorului — gama de frecvențe — distorsiuni — diafonia 120 și 220 V la 50 Hz 45 W 2 1 16----; 33----, 45, 78 rot/min 3 3 5,5...7,5 g 2 x 1,5 W 100.. .10 000 Hz max 5% min —28 dB 10. TENDINȚE ACTUALE Progresele înregistrate în ultima vreme în tehnica reproducerilor de pe disc au impus perfecționarea picupurilor astfel îneît să se obțină o bandă de frecvențe reproduse cît mai întinsă 20.. .20 000 Hz ± 1 dB) la un coefi- 346 cient de distorsiuni de neliniaritate mai mic de 1%, precum și dinamică mult îmbunătățită (mai mare de 60 dB). Picupurile de calitate de construcție recentă sînt echipate exclusiv cu doze electromagnetice cu ac de diamant care, comparativ cu dozele piezo- electrice prezintă o caracteristică de frecvență foarte liniară între 20 Hz și 20 000 Hz și distorsiuni mici; datorită forței de apăsare reduse, de 0,5 g ele asigură o conservare bună a dozei și a discurilor. De asemenea, diafonia între canale la o doză electromagnetică stereo este cu 10—15 dB mai redusă decît la dozele piezoelectrice. Dezavantajele dozei electromagnetice (nivel redus la ieșire, deci nece- sitatea unui preamplificator și complicația mecanică a brațului — braț echilibrat cu contragreutate sînt compensate de calitatea superioară a repro- ducerii discurilor cu astfel de picupuri. Brațele folosite la picupurile cu doză electromagnetică sînt prevăzute cu un dispozitiv micrometric de reglare a presiunii acului pe disc, precum și cu un dispozitiv de compensare a forței centripete „antiskating” care reduce mult distorsiunile neliniare de repro- ducere. Platanele folosite în aceste picupuri au greutăți cuprinse între 2 și 7 kg pentru asigurarea unei constanțe mari a turației, bazîndu-se pe efectul de volant și sînt constituite din două părți (una din părți folosind ca ecran magnetic) cu scopul de a reduce transmisia eîmpului magnetic, creat de motor, la doză. Periferia platanului la unele picupuri are gravate gradații strobo- scopice necesare controlului constanței și preciziei vitezei de rotație a platanului pentru vitezele standardizate. De asemenea, este prevăzut un sistem de variație fină a vitezei de rotație necesar reglării cu precizie a tura- ției platanului. Picupurile folosesc motoare asigurînd o mare constanță a vitezei de turație și frînă magnetică cu curenți Foucault. S-au făcut mari progrese în tehnica tăierii diamantului (ac cu vîrf eliptic etc.) pentru a asigura o compatibilitate cît mai bună ono-stereo, precum și distorsiuni reduse. De asemenea, tinde să se introducă cuadrifonia pentru a crea ascultă- torului senzația că se află în interiorul sursei sonore; o mențiune specială trebuie făcută pentru amplificatoarele care au performanțe din ce în ce mai bune și puteri care depășesc 10 W/canal. C. ÎNREGISTRAREA ȘI REDAREA MAGNETICĂ A SUNETULUI. MAGNETOFONUL înregistrarea magnetică a sunetului se bazează pe magnetizarea varia- bilă a unui purtător de sunet care se deplasează prin fața unui electromagnet (capul de înregistrare) prin a cărui înfășurare circulă curenți de AF. Purtă- torul de sunet, constituit în cele mai multe cazuri de bandă de magnetofon magnetică, este magnetizat remanent cu o magnetizare variabilă care de- pinde de semnalele electrice înregistrate. La redare, purtătorul de sunet magnetizat se deplasează prin fața unui alt electromagnet (capul de redare) inducînd în bobina acestuia o forță elec- tromotoare alternativă corespunzătoare celei înregistrate pe purtătorul de sunet. 347 Unul din avantajele înregistrării magnetice constă în faptul că poate fi ștearsă prin demagnetizarea purtătorului de sunet, cu ajutorul unui; cap de ștergere care este un electromagnet, purtătorul puțind fi astfel utilizat pentru o nouă înregistrare. Magnetofonul este un aparat pentru înregistrarea și redarea sunetului pe cale magnetică. După cum rezultă din schema- bloc din figura 13.14, el conține în afara purtătorului de sunet, a capetelor de ștergere CS, de înregistrare CI și de redare CR (uneori pentru înregistrare și redare se folosește același cap), mecanisme pentru deplasarea purtătorului de sunet, un ampli- ficator pentru înregistrarea unui 13.14. Schema-bloc a înregistrării și redării magnetice. Fig- amplificator de redare și un oscilator de înaltă frecvență necesar ștergerii și polarizării purtătorului de sunet. înregistrarea și redarea magnetică a sunetului are la bază trei operații: înregistrarea, redarea și ștergerea purtătorului de sunet. 1. ÎNREGISTRAREA MAGNETICĂ A SUNETULUI Magnetizarea purtătorului de sunet se realizează în general prin unul din procedeele : lateral, longitudinal sau transversal. Dintre acestea, cel mai utilizat este procedeul longitudinal, care se realizează cu un cap de înre- gistrare toroidal cu întrefier. Prin înregistrare cîmpul magnetic variabil produce o magnetizare rema- Fig. 13.15. Distribuția eîmpuliii in dreptul Întrefierului capului de Înregistrare in prezența purtă- torului de sunet. nentă pe purtătorul de sunet, cu o amplitudine proporțională cu aceea a oscilațiilor sonore. Purtătorul de sunet se magnetizează longitu- dinal cu ajutorul capului de înregistrare inelar pe direcția de mișcare. în figura 13.15 se vede cîmpul de dispersie din dreptul întrefierului capului de înregistrare în prezența purtătorului de sunet 2. De ase- menea se constată că întrefierul efectiv 1 este, din cauza dispersiei, mai mare decît cel fizic, lungimea lui depinzînd de. raportul dintre permeabilitatea miezului 3 și cea a purtăto- rului de sunet. Dacă întrefierul efectiv este mare, înregistrarea frecvențelor înalte se face necorespunzător, deoarece pe măsura creșterii frecvenței semnalului de înregistrat, lungimea de undă corespunzătoare devine comparabilă cu lățimea întrefierului, ceea ce face ca o parte sau chiar toate liniile de forță să nu mai treacă prin capul de redare, ci să se închidă prin întrefier. După ce purtătorul de sunet a trecut prin dreptul capului de înregistrare, unde a fost magnetizat de cîmpul de dispersie din dreptul întrefierului, inducția 348 magnetică scade pînă la valoarea ei remanentă Bᵣ care depinde în special de caracteristicile purtătorului de sunet. Capul de înregistrare, în funcție de curentul care îl străbate, produce un cîmp H proporțional cu acest curent. Curentul din înfășurarea capului este la rîndul lui proporțional cu semna- lul care se înregistrează. Caracteristica de transfer din figura 13.16 arată de- pendența dintre intensitatea cîmpului magnetic H și inducția remanentă Bᵣ. După cum se poate vedea din figura 13.17, variația inducției remanente rezultate ca urmare a unui cîmp magnetic sinusoidal considerînd un material care în prealabil a fost demagnetizat, nu mai este sinusoidală, avînd distor- siuni impare. Distorsiunile se pot micșora prin polarizarea magnetică a capului folosind curent continuu sau curent alternativ dc înaltă frecvență (ultraacustică). La polarizarea prin curent continuu punctul de funcționare se plasează prin reglarea curentului care trece prin capul de înregistrare, în porțiunile liniare ale caracteristicii de transfer pentru a avea o funcționare cu distor- siuni minime. Astfel, în figura 13.18 funcționarea se face pe porțiunile AB sau A'B'., după cum polarizarea este pozitivă sau negativă, 'punctul mediu de funcționare corespunzînd la C sau C. Polarizarea prin curent continuu prezintă dezavantajul că produce zgomot datorită magnetizării purtătoru- lui de sunet într-un singur sens, ceea ce limitează dinamica la circa 35 dB. La polarizarea prin curent alternativ de înaltă frecvență, acesta se supra- pune peste semnalul de AB în înfășurarea capului de înregistrare. După cum rezultă din figura 13.19 curentul alternativ are o valoare astfel aleasă încît vîrfurile cîmpului să se plaseze în mijlocul porțiunilor liniare. Variația Fig. 13.17. înregistrarea fără polarizare pe un purtător de sunet demagnetizat în prealabil. Fig. 13.16. Caracteristica de transfer a purtătorului magnetic după demagneti- zate prealabilă. Fig. 13.18. Domeniul de lucru fără distorsiuni de pe caracteristica de transfer. vîrfurilor cîmpului alternativ produce schimbări ale inducției remanente numai în zonele celor două porțiuni liniare ale caracteristicii dinamice, astfel încît să rezulte pentru inducția remanentă o formă nedistorsionată, corespunzătoare curentului de AF. Datorită vitezelor de deplasare rela- tiv mici ale purtătorului de sunet, oscilațiile de înaltă frecvență nu se înregistrează. Valoarea cîmpului de polarizare are valori optime diferite în funcție de purtătorul de sunet utilizat, pentru care se obține d’caracteristică 349 de transfer cu porțiunea liniară cea mai mare. Pentru valori mai mari sau mai mici ale cîmpului, distorsiunile neliniare cresc. Purtătorul de sunet pe care se face înregistrarea, în cazul în care banda a fost înregistrată, este în prealabil demagnetizat. Spre deosebire de polarizarea prin curentul continuu, în cazul înaltei frecven- țe zgomotul este foarte mult micșorat datorită componentei medii nule amagneti- zării benzii, ceea ce permite o mărire con- siderabilă a dinamicii și o înregistrare eu dis- / torsiuni minime atît pentru semnalele cu Fig. 13.19. înregistrarea cu polarizare prin curent de înaltă frecvență. amplitudine mică, cît și pentru cele cu amplitudine mare. Frecvența curentului alternativ de înaltă frecvență utilizat pentru polarizare trebuie să fie în general de 3... 4 ori mai mare decît frecvența maximă a celei de AF. Valoarea acestei frecvențe nu poate fi mai mică, deoarece pentru o ștergere eficace trebuie ca banda să fie supusă unui număr cît mai mare de cicluri de magnetizare. Valoarea maximă a acestei frecvențe este limitată de pierderile în fier care duc la încălzirea capului de ștergere. Astfel, frecvența oscilatorului este cuprinsă de obicei între 35. . .100 kHz. Valoarea curentului de polarizare depinde de banda și de capul de înregistrare utilizat. Valoarea optimă condiționează obținerea unor dis- torsiuni de neliniaritate și a unui zgomot minim. 2. REDAREA La redare, magnetizarea remanentă a purtătorului de sunet rămasă du- pă înregistrare este transformată în oscilații electrice. Procesul de transfor- mare se produce prin trecerea purtătorului de sunet cu aceeași viteză pe care a avut-o la înregistrare prin dreptul capului de redare. La înregistrare și redare apar o serie de atenuări ale semnalului depen- dente de frecvențe, a căror corecție constituie sarcina principală a amplifi- catorului magnetofonului. Variația în funcție de frecvență a semnalului de la intrarea amplifica- torului magnetofonului este prezentată în figura 13.20. Pentru ca la bornele difuzorului să avem o variație cît mai liniară a semnalului cu frecvența, caracteristica de răspuns a amplificatorului magnetofonului trebuie să com- penseze alura curbei din figura 13.20. în această curbă se observă existența a două porțiuni : una crescătoare cu frecvența, AB și alta descrescătoare, BC. Porțiunea crescătoare cu frecvența AB se datorește variației tensiunii electromotoare E cu frecvența : E = k<&₀ « cos w t (13.1) unde : k este o constantă a cărei valoare depinde de permeabilitatea miezului capului de redare și de dimensiunile lui; < p₀ — amplitudinea fluxului magnetic din cap, datorită purtă- torului de sunet; 350 Fig. 13.20. Caracteristica de frecventă a capului de redare : 1 — ideală; 2 reală. « o — 2nf este pulsația tensiunii induse. Porțiunea căzătoare cu frecvența, BC, se datorește următoarelor două fenomene : — autodemagnetizarea benzii; — efectul întrefierului. • Autodemagnetizarea benzii apare atît la redare cît și la înregistrare și se datorește închiderii liniillor de forță ale magneților elementari creați prin magnetizarea benzii, prin aer ; atenua- rea frecvențelor înalte înregistrate este cu atît mai mare cu cît frecvența este mai mare. Pentru micșorarea acestui efect se aleg benzi cu un raport forță eoercitivă/remanență cît mai mare (acest raport fiind indicat de fabricant în prospectul cu date tehnice ale benzii magnetice). Atenuarea forței electro- magnetice). Atenuarea forței electromo- toare induse în bandă este egală cu : .^ = 8,68-^- (13.2) în care : X, este o caracteristică pentru fiecare bandă; X — lungimea de undă a semnalului de înregistrat. • Efectul întrefierului, despre care s-a mai amintit anterior se datorește faptului că la frecvențe înalte liniile de forță nu se mai închid prin bandă, ci direct prin întrefier (atunci cînd lungimea de undă x a semnalului devine egală cu lățimea întrefierului). Acest efect este ameliorat prin utilizarea unor capete cu un întrefier cît mai îngust, lucru posibil în condițiile progre- selor înregistrate în ultima vreme în tehnologia de producere a capetelor. Atenuarea dată de întrefier este : (13.3) în care d este lățimea întrefierului. 3. ȘTERGEREA Pentru ca purtătorul de sunet să poată fi utilizat în vederea unei noi înregistrări, magnetizarea remanentă se înlătură prin ștergere. Ștergerea se poate realiza prin magnetizarea uniformă (la saturație) a purtătorului de sunet sau prin demagnetizarea lui completă. Deoarece prima soluție nu permite obținerea unor performanțe corespunzătoare (zgomot la redare), se utilizează ștergerea cu demagnetizare completă prin curent alternativ de înaltă frecvență produs de același generator care dă curentul necesar pola- rizării . 351 Ștergerea prin curent alternativ se produce prin intermediul unui cap de ștergere. în purtătorul de sunet se produce întîi o magnetizare pînă la limita de saturație, astfel încît magnetizarea lui devine uniformă. Capul de ștergere avînd un întrefier mai lat decît al celui de înregistrare și redare, pătrunderea și ieșirea liniilor de forță se produce pe o lungime mai mare, numărul liniilor de forță exterioare fiind maxim la mijlocul întrefierului și descrescînd în stînga și dreapta lui. Purtătorul de sunet, prin mișcarea lui longitudinală, pătrunde mai întîi într-un cîmp magnetic alternativ a cărui intensitate crește progresiv pînă în dreptul întrefierului nude cîmpul are o valoare suficient de mare pentru ca banda să ajungă la limita de saturație. în conti- nuare cîmpul scade în intensitate, odată cu depărtarea purtătorului de sunet de între- fier. După cum rezultă din figura 13.21 magnetizarea benzii se produce de-a lungul unor cicluri de histerezis succesive, întîi crescătoare și apoi descrescătoare, ajun- gînd pînă la zero. Frecvența cîmpului magnetic de șter- gere trebuie să fie mai mare decît o anumită limită, a cărei valoare este funcție de viteza de deplasare a purtătorului de sunet și de lățimea întrefierului capului de șter- fig. 13.21. ștergerea înregistrării prin gere. Valoarea ei este, ca și în cazul curen- cîmp magnetic alternativ. tului de polarizare, cuprinsă între 35... 100 kHz. 4. DISTORSIUNI SI ZGOMOTE LA ÎNREGISTRAREA ȘI REDAREA MAGNETICĂ în timpul procesului în înregistrare și redare a sunetului pe cale magne- tică apar distorsiuni de neliniaritate și de frecvență a căror micșorare depinde de cunoașterea cauzei care le-a produs. • Distorsiunile de neliniaritate specifice înregistrării și redării magne- tice apar în special la înregistrarea purtătorului de sunet. Cauzele care produc distorsiunile de neliniaritate sînt : — variația vitezei de deplasare a purtătorului de sunet (fluctuații) — neliniaritatea caracteristicii Bᵣ = f(H); — echipamentul electronic. Variațiile vitezei de deplasare a purtătorului de sunet produc distor- siuni de neliniaritate atît la înregistrare, cît și la redare. Fluctuațiile, care sînt o consecință a variațiilor vitezei de deplasare a purtătorului de sunet, sînt produse de cauze de natură mecanică și sînt cunoscute sub denumirea de „miorlăit”. Ele pot apărea la înregistrare sau redare manifestîndu-se ca o modulație de frecvență a sunetului. Fluctua- țiile lente pînă la 10 Hz apar ca o variație a înălțimii tonurilor la redare. 352 Cele cuprinse între 10 și 25 Hz produc un tremolo, iar între 25. .. 200 Hz sunetul este înăsprit. Dacă fluctuațiile depășesc 1 kHz sunetul este însoțit la redare de un zgomot. Aceste fluctuații apar în special din cauza oscilațiilor longitudinale ale purtătorului de sunet. Excentricitatea pieselor care se rotesc produce majoritatea fluctuațiilor. Oscilațiile benzii magnetice, utilizată ca purtător de sunet în majoritatea magnetofoanelor, se datoresc frecării ei de capete și de piesele de ghidare. Factorul de fluctuație Kf se exprimă în procente cu relația Kf = 100 % (13.4) unde Vₘₐₓ este mărimea maximă a derivației vitezei față de viteza nominală; V — viteza nominală de deplasare a purtătorului de sunet. Fluctuațiile au un efect supărător în special la redarea sunetelor pre- lungite, ca cele produse de pian, clarinet și flaut și ele nu trebuie să depășească ± 0,1%. Distorsiunile de neliniaritate care pot apărea la înregistrare datorită neliniarității caracteristicii Bᵣ = f(H) au fost analizate la puncul 1. în ceea ce privește distorsiunile de neliniaritate introduse de amplifica- toarele utilizate la înregistrare și redare, ele nu sînt specifice magnetofoa- nelor și au fost analizate în cadrul amplificatoarelor de AF. • Distorsiunile de frecvență care apar la înregistrarea și redarea magnetică sînt pe cît posibil corectate în amplificatoarele de înregistrare și redare. Ele sînt datorate : — caracteristicilor benzii magnetice ; — caracteristicilor capului; — caracteristicilor amplificatorului. Banda magnetică utilizată ca purtător de sunet în majoritatea magne- tofoanelor produce distorsiuni de frecvență din cauza efectului de demagneti- zare. Aceste distorsiuni sînt cu atît mai mici cu cît viteza de deplasare este mai mare. Modul de realizare al întrefierului capului și mărimea curentului alter- nativ de polarizare influențează caracteristica de frecvență la înregistrare. Astfel, la frecvențe înalte apar distorsiuni de frecvență datorită faptului că lățimea întrefierului capului de înregistrare este comparabilă cu lungimea de undă corespunzătoare sunetului. Lățimea finită a întrefierului capului de redare produce distorsiuni de frecvență mai mari la redare decît la înre- gistrare. Cu cît viteza de deplasare a benzii este mai mare și întrefierul mai mic, distorsiunile de frecvență scad. Micșorarea întrefierului este însă limi- tată de t.e.m. indusă, care scade proporțional cu lungimea întrefierului. Mărirea curentului de polarizare produce scăderea caracteristicii de frecvență în domeniul frecvențelor înalte. Atenuarea frecvențelor înalte se produce și în cazul neparalelismului între întrefierul capului de înregistrare cu al celui de redare. Datorită micșorării permeabilității miezului magnetic odată cu creș- terea frecvenței, din cauza pierderilor, se produce o cădere a caracteristicii de frecvență în domeniul frecvențelor înalte. Un contact imperfect între banda magnetică și capul de înregistrare sau cel de redare produce de asemenea o atenuare suplimentară a frecven- țelor înalte. 23- c. 496 353 9 Zgomotele la înregistrarea și redarea magnetică pot fi atît zgomote specifice acestui fel de înregistrare, cum sînt cele produse de banda magne- tică, de curentul de polarizare sau de capetele magnetizate, cît și zgomote produse de amplificatoare sau de inducțiile magnetice ale motoarelor. Banda magnetică produce zgomot datorită structurii gr anulare a stratului magnetic. Acest zgomot apare numai atunci cînd banda este mag- netizată și se manifestă fie printr-un zgomot de modulație, fie printr-un zgomot (fîșîit) produs în timpul pauzelor de înregistrare. Dacă curentul alternativ de polarizare este asimetric, fiind distorsionat, apare o magnetizare continuă care produce zgomot (ca la polarizarea prin curent continuu). Magnetizarea capetelor de înregistrare și redare produce zgomote supra- puse peste semnalul util și în pauza acestuia. o. PĂRȚILE COMPONENTE ALE MAGNETOFONULUI La realizarea unei bune înregistrări și redări intervin în aceeași măsură : banda magnetică, capetele magnetofonului, mecanismul de antrenare al benzii magnetice și echipamentul electronic, toate constituind părțile componente ale magnetofonului. Caracteristicile fiecăreia din aceste părți componente sînt legate de celelalte, permițînd obținerea performan- țelor necesare pentru o anumită viteză dată. a. Banda magnetică Banda magnetică, a cărei utilizare s-a generalizat,este alcătuitădintr-un suport de masă plastică pe care este depus un strat de pulbere electro- magnetică înglobată într-un liant. Lățimea benzii este conform normelor de 6,25±0,05 mm. Suprafața activă, care în timpul deplasării este în contact cu capetele, trebuie să fie cît mai netedă pentru a nu produce zgomot și pentru a nu uza capetele. Suportul benzii se realizează din poliesteri, poli- clorură de vinii sau acetat de celuloză, fiecare prezentînd anumite avantaje. Din punctul de vedere al grosimii, benzile de magnetofon sint „normale” dacă au o grosime de 55[x, pentru „durată lungă” dacă au o grosime de circa 35}i și pentru „durată dublă” dacă au o grosime de 25u. Benzile magnetofoanelor cu viteze mici se înfășoară pe role din mate- rial plastic avînd diametre standardizate. Benzile se deosebesc între ele prin caracteristicile magnetice, mecanice și eleetroacustice. Principalele proprietăți magnetice sînt inducția remanentă Bᵣ și forța coercitivă Hc. O bandă bună are o inducție Bf mare și un raport HJBT cît mai mare. Aceste condiții limitează valoarea inducției remanente maxime între 600... 1 000 Gs. Caracteristicile mecanice ale benzii sînt: granulația benzii, lățimea, grosimea, rezistența la rupere, întinderea elastică și întinderea plastică. Caracteristicile eleetroacustice mai importante sînt sensibilitatea, caracteristica de frecvență, dinamica și polarizarea pentru sensibilitatea maximă. 354 Măsurarea acestor valori depinzind de viteza de antrenare a benzii mag- netice, în tabelele în care apar aceste date se specifică viteza la care au fost determinate. Sensibilitatea benzii magnetice reprezintă mărimea tensiunii de ieșire raportată la tensiunea benzii etalon obținută pentru același curent de audio- frecvență în capul de înregistrare. Sen- sibilitatea benzii care se determină la o anumită frecvență funcție de viteza de deplasare a benzii (1 000 Hz pentru ° 19,05 cm/s și 333 Hz pentru 9,5 cm/s) este funcție de curentul de polari- zare și de proprietățile magnetice ale o stratului magnetic. De o importanță deosebită este"^ caracteristica de frecvență a benzii magnetice respectiv variația tensiunii induse în capul de redare de către bandă, in funcție de frecvența semna- Fig. 13.22. Caracteristici de frecvență tipice lullli care a fost înregistrat, menținîn- pentru trei tipuri de benzi magnetice, du-se constant curentul din capul de înregistrare. Adeseori caracteristica de frecvență a benzii este dată sub forma raportului între tensiunea de redare la frecvențe înalte și joase. în figura 13.22 se prezintă cîteva caracteristici de frecvență pentru trei tipuri de bandă. 19,05 cmjs 1 » 1 >_______1___i 1--------- 0,1 0,2 O,k 1 3 5 IO fj Hz b. Casete și cartușe magnetice Varianta cea mai recentă și practică în care se poate utiliza în prezent banda magnetică este cea care se produce în casete sau cartușe și care poate fi folosită numai cu magnetofoane special realizate pentru aceasta. Principiul casetei este deosebit de simplu, ceea ce justifică succesul ș i avantajele ei. Odată cu apariția casetelor, au apărut și cartușele cu bandă magnetică și aparatele cu patru și opt piste. Aceste cartușe conțin o bandă fără sfîrșit, înfășurată în general pe o singură bobină de unde iese banda, pentru a reintra printr-o mișcare continuă, plecînd de la interiorul bobinei și întorcindu-se la exteriorul acesteia. Dezavantajul principal al acestuia este că nu permite o debobinare rapidă într-un sens sau în celălalt. Casetele diferă de cartușe din mai multe puncte de vedere. Mecanic, constituie un sistem cu două bobine și nu cu bandă continuă ; deși reprezintă un dispozitiv miniaturizat, funcționează pe același principiu ca platanele cu două bobine, însă cele două bobine sînt asamblate într-o cutie de plastic. O deschizătură pe marginea acesteia permite benzii magne- tice în mișcare să vină în contact cu capetele de înregistrare și redare. Avantajul principal al sistemului cu bandă fără sfîrșit constă într-o viteză mai mare de 9,5 cm/s în loc de 4,74 cm/s ceea ce permite, în principiu, să se obțină mai ușor o reproducere de calitate pentru frecvențele înalte. în prezent, ca urmare a ultimelor perfecționări, un casetofon poate să aibă o caracteristică de frecvență între 50.. . 12 000 Hz. Avantajele casetei față de cartuș rezultă prin posibilitatea de derulare în ambele 355 sensuri, dimensiuni mai reduse și posibilitatea de înregistrare pe care nu toate aparatele eu cartuș o au. Pentru înregistrări și reproduceri stereofonice se utilizează cele două perechi de piste care se găsesc pe fiecare față; este suficient deci să se întoarcă caseta pentru utilizarea celei de-a doua perechi de pistă. în pre- zent se produc casete cu benzi corespunzătoare unor durate de 60, 90 și 120 minute. Viteza normală pentru casetofoane este de 4,75 cm/s. Datorită lățimii reduse a benzii de magnetofon corespunzătoare fiecărei piste, a tre- buit să fie rezolvată problema zgomotului de fond în cazul reproducerii stereo cu ajutorul casetofonului. Un mare avantaj al casetelor și al universalității acestora este posi- bilitatea procurării de casete gata înregistrate, care oferă rezultate foarte bune din punct de vedere calitativ la reproducere. Ca aparate portabile de dimensiuni reduse, robuste, ușor de transportat și cu posibilitatea de alimentare de la baterii sau rețea, sînt avantajoase casetofoanele. Pentru reproduceri cum este cazul în autovehicule, este preferabilă utilizarea unui aparat cu cartușe cu opt piste. Casetele europene denumite „compact“ conțin o bandă magnetică cu o lățime de 3,81 mm cu o toleranță de ±0,05 mm ; grosimea benzii în funcție de durata pe care o asigură caseta este de 25, 18, 12 sau 9 microni. La înregistrarea mono, între cele două piste cu lățimea de 1,5 mm este un interval de 0,8 mm pentru evitarea influenței celor două piste ; pentru înregistrarea stereo, pistele au o lățime de numai 0,6 mm fiecare. Cele două piste stereofonice sînt una alături de cealaltă și pe aceeași jumătate a benzii, ceea ce permite să se reproducă o casetă stereo cu un magnetofon mono prin citirea simultană a ambelor piste.. Dacă din contra, o înregistrare mono este citită de un casetofon stereo, cele două capete de citire de 0,6 mm fiecare vor produce pe fiecare din canale aceleași sunete mono. c. Capetele magnetofonului Capetele magnetofonului sînt traductoare electromagnetice, destinate transformării curenților electrici în variații ale eîmpului magnetic și invers. Clasificate după destinația pe care o au se fabrică capete de : înregis- trare, redare și ștergere. La magnetofoanele de amatori, pentru înregistrare și redare se utili- zează de obicei un singur cap combinat (universal). După felul în care se face înregistrarea se folosesc capete pentru înregistrare pe una, două sau patru piste de înregistrare. în general se utilizează capete inelare avînd miezul confecționat din tole cu o grosime de 0,05. . . 0,2 imn din material cu permeabilitate inițială mare, întrefierul fiind umplut cu o foiță diamagne- tică. Recent s-au realizat capete de magnetofon cu miezuri de ferită care au pierderi prin curenți turbionari foarte miei. înregistrarea pe două piste se face pe aproximativ o treime din lățimea benzii (fig. 13.23). Ambele piste se înregistrează în sens invers pe bandă. Capetele pentru înregistrarea pe patru piste conțin două traductoare separate în același ansamblu, fiecare pistă avînd 1 mm lățime. Pentru un sens de deplasare a benzii se poate înregistra (reda) pe pista I sau III (aleasă cu un comutator). Întorcînd banda se poate înregistra (reda) pe pista II sau IV. 356 La înregistrările stereofonice se utilizează două sau patru piste (fig. 13.24). La înregistrarea stereo- fonică pe patru piste se utilizează două capete care lucrează simul- tan, de același tip ca la înregistra- rea monofonică de patru piste; sînt prevăzute amplificatoare separate între care trebuie să existe o cît mai mică diafonie. înregistrările monofonice sau stereofonice pe două piste pot fi re- Fig. 13.23. înregistrare pe două piste: 1 — întrefierul capului de ștergere: 2 — întrefierul capul universal. date cu aceeași calitate, însă cu nivel mai mic care uneori poate fi compen- sat prin mărirea amplificării amplificatorului de redare, în detrimentul dinamicii audiției. • Capul de înregistrare. Acesta are un întrefier posterior suplimen- tar, care are rolul de a asigura evitarea saturării lui de cîmpul de polarizare și de a liniariza curba de variație a inducției în funcție de curentul de audiofrecvență. Impedanța capului de înregistrare, determinată practic de inductanță respectivă, crește proporțional cu frecvența. Pentru a se obține un cîmp magnetic independent de frecvență, curentul de AF din capul de înregis- trare trebuie să fie independent de frecvență, ceea ce se obține alimentînd capul de la un generator de circuit constant. Inductanță capetelor de înregistrare trebuie să fie mai mică de 100 mH datorită fenomenului de rezonanță cu capacitatea între spire ; întrefierul are valori cuprinse între 5.. .20jx. • Capul de redare. Pentru a se putea obține performanțe bune și la viteze mici de deplasare ale benzii magnetice, întrefierul capului de redare trebuie să fie de numai 5 — 10(z pentru ca distorsiunile de frecvență pentru frecvențele înalte să fie mici. Tot la frecvențe înalte cresc și pierderile produse de curenții turbionari și histerezis. Capetele de redare cu impedanță mare dau o t. e. m. indusă mare la ieșire și se pot conecta direct pe grila primului tub amplificator, fără intermediul unui transformator. Capetele cu impedanță mică se utilizează la magnetofoanele cu tranzistoare și la magnetofoane profesionale. : ' " ' ZZZ Fig. 13.24. înregistrarea pe mai multe piste : a — înregistrarea monofonică pe patru piste; b - înregistrarea stereofonică pe două piste; c — înregistrarea stereofonică pe patru piste; d — compatibilitatea înregistrărilor stereofonice pe patru $i două piste. a) Z/77/////7 777777777777777/7 d) 357 Capetele de redare trebuie să aibă miezul cu permeabilitate mare. Deoarece curenții care trec prin capul de redare sînt foarte mici, acesta nu are întrefier posterior. Prin eficacitatea capului se exprimă tensiunea care apare la bornele capului (în gol) în timpul redării unei benzi magnetice înregistrate la ampli- tudine mixtă. Caracteristica de frecvență a capului de redare prezintă în plus față de cele arătate și o variație la frecvențele joase din spectrul audio, pentru care lungimea de undă a semnalelor înregistrate este comparabilă cu lungimea suprafeței de contact între cap și bandă. Capetele cu impedanță mare au o inductanță de circa 2 —8 H și cele de impedanță mică au o inductanță de 50.. .100 mH. • Capul de ștergere. Prin capul de ștergere trecînd un curent de înaltă frecvență mare, se utilizează fie un miez cu tole foarte subțiri de 0,05 mm, fie un miez confecționat din ferită. Permeabilitatea materialului trebuie să fie mare pentru a se putea realiza un cîmp magnetic de ștergere mare. întrefierul are o lungime de 0,2... 0,4 mm. Uneori capul de ștergere face parte integrantă din circuitul acordat al oscilatorului de înaltă frecvență. La unele magnetofoane, pentru îmbunătățirea ștergerii se utilizează capete cu două întrefieruri; banda este astfel supusă întîi acțiunii cîmpu- lui de demagnetizare creat de întrefierul mai lung, iar apoi cîmpului de demagnetizare creat de întrefierul mai scurt. La realizarea capului de ștergere se utilizează adeseori ferite pentru reducerea puterii oscilatorului de înaltă frecvență. • Capete universale. în multe magnetofoane de amatori, capul de înregistrare cu cel de redare se combină prin realizarea unui compromis între caracteristicile optime cerute de fiecare. în general se utilizează capete cu impedanță mare și cu întrefier posterior. Acestea, avînd o capaci- tate proprie mare, nu permit o frecvență de polarizare prea mare. Zgomotul la redare produs de aceste capete este mai mare datorită magnetizării remanente produse din cauza înregistrării. • Eeranarea capetelor. Capul de înregistrare, dar în special cel de redare, trebuie ecranat cu tablă de permalloy sau mumetal în două sau trei straturi suprapuse pentru a micșora acțiunea cîmpului magnetic produs de motorul și transformatorul magnetofonului. Pentru a micșora cîmpul magnetic de înaltă frecvență produs de capul de ștergere, acesta se ecranează cu tablă de cupru. Compensarea tensiunilor perturbatoare se realizează la unele magne- tofoane de amatori prin introducerea unei bobine de compensare, în serie cu capul de redare a cărei orientare se alege astfel încît faza tensiunilor perturbatoare induse în ea să fie de sens opus cu cea indusă în cap, situa- ție în care brumul devine minim. d. Mecanismul de antrenare al benzii Acesta trebuie să asigure : — deplasarea benzii cu viteză relativ mică și constantă la înregistrare și redare, cu una, două sau trei viteze ; — rebobinarea rapidă a benzii în ambele sensuri. 358 Fig. 13.25. Schema cinematică a meca- nismului de antrenare a benzii. Pentru deplasarea benzii cu viteză bine determinată trebuie asigurată antrenarea benzii de către ansamblul de antrenare, înfășurarea benzii pe joia receptoare și frînarea rolei debitoare. La rebobinarea rapidă a benzii trebuie asigurat momentul de rotație necesar rotirii rolei pe care se înfășoară banda și frînarea rolei de pe care se desfășoară. în același timp banda tre- buie îndepărtată de capete. Frînarea mișcării de deplasare a benzii trebuie să se facă în ambele cazuri cît mai brusc,evitîndu-seînsăformarea bucle- lor sau ruperea benzii. în figura 13.25 se vede schema cinematică a mecanismului de antrenare a benzii. Începînd cu rola debitoare 1, banda magnetică trece pe rola de amortizare 2 prin dreptul capetelor : de ștergere 3, de înregis- trare 4 și de redare 5, apoi trece printre axul de antrenare 7 și rola de presare 6, ocolește rola de ghidaj 8 și ajunge pe rola receptoare 9. Asigurarea vitezei constante de deplasare a benzii se face prin axul de antrenare pe care este presată banda de rola de presare acționată printr-un resort sau un electromagnet. Mecanismul de antrenare a benzii trebuie să asigure în afara celor arătate și o tensiune constantă în bandă, pentru a se obține un contact bun și uniform între bandă și capete. Acest lucru se realizează în magneto- foanele de amatori prin cuplaje speciale acționate de motorul de antrenare. Dispozitivul de frînare asigură frînarea benzii în ambele sensuri de mișcare. în afara dispozitivelor prezentate, magnetofoanele mai conțin uneori și dispozitive auxiliare cum sînt : contorul pentru indicarea lungimii benzii antrenate și dispozitivul pentru oprirea automată a mecanismului la terminarea benzii. Asigurarea mai multor viteze de antrenare a benzii se realizează fie pe cale mecanică, fie prin utilizarea unui motor cu mai multe turații. La magnetofoanele stereofonice partea mecanică este aceeași ca la cele monofonice. Pentru antrenarea mecanismului se utilizează în general motorul asincron cu rotorul în formă de colivie și cu spiră în scurtcircuit care asigură performanțele necesare. Puterea și turația motorului depind de ansamblul părții mecanice, de viteza de deplasare a benzii și de diametrul rolei cu care se lucrează. La magnetofoanele portative se utilizează motoare serie de curent continuu a căror turație este cuprinsă întrelOOOșilOOOOture/minlacare, pentru asigurarea unei turații constante se utilizează un regulator de turație. Mecanismele de antrenare ale magnetofoanelor utilizează trei motoare la cele profesionale și un motor la cele de amatori. Numai rareori se utili- zează două motoare. în figura 13.26 se prezintă una din numeroasele variante pe care le poate avea schema cinematică a mecanismului de antrenare cu un singur 359 Fig. 13.26. Schema cinematică a mecanis- mului de antrenare a benzii cu un motor. motor. Motorul 1 antrenează printr-o curea volantul 2 care asigură mișca- rea constantă a benzii prin axul de antrenare pe care este presată banda de rola presoare 4. Volantul are rolul de a uniformiza rotația motorului. Mișcarea se transmite de la motor la rola receptoare 3 (din dreapta) cu o curea. Boia a cărei turație variază în funcție de diametrul benzii înfășurate pe ea este antrenată printr-un cuplaj cu fricțiune. La antrenarea rapidă înainte acesta devine rigid iar rola presoare și frîna rolei debitoare 5 sînt îndepărtate simultan. Mișcarea de rotație se transmite și rolei din stingă tot printr-o curea pentru rebobinarea rapidă a benzii pe ea. Pentru frînare se folosesc dispozitive mecanice, electromecanice sau electrice. La magnetofoanele de amatori se utilizează în general frînarea mecanică care este simplă și sigură. Există o mare variație de sisteme de antrenare a benzii care folosesc role presoare și curele de transmisie. e. Echipamentul electronic al magnetofoanelor Acesta conține : amplificatoarele, Oscilatorul de înaltă frecvență și indicatorul nivelului de înregistrare (v. fig. 13.14). în figura 13.27 este reprezentată schema-bloc a magnetofonului pen- tru amatori, care conține pentru înregistrare și redare un amplificator comun și un cap universal. Fig. 13.27. Schema-bloc a magnetofonului de amatori. 360 Semnalul produs de microfonul AI se aplică direct amplificatorului universal. Intrarea de la radio B sau picup P se aplică prin divizoare de tensiune. La înregistrare, capul universal se conectează la ieșirea amplificatoru- lui prin circuitul de corecție, comutatorul fiind pe poziția 2 (înregistrare) și comutatorul Kᵣ pe una din pozițiile 1, 2 sau 3. Ieșirea oscilatorului se aplică la capul universal pentru premagnetizare și la cel de ștergere. Semnalul de AF se poate controla cu o cască la borna ,,control“. Indicatorul de nivel controlează amplitudinea semnalului care se înregistrează pentru a nu intra în distorsiuni amplificatorul de înregistrare al magnetofonului și pentru a nu se depăși nivelul aplicat capului de înregistrare. La magnetofoanele de calitate care au capete de înregistrare și redare separate, se poate controla calitatea imprimării în timpul înregistrării, ascultînd-o în difuzorul magnetofonului. Pe pozițiile redare, antrenare rapidă înainte și înapoi și pe stop, pen- tru a evita ștergerea benzii, circuitele sînt conectate pe poziția redare. Prin trecerea comutatorului pe poziția 4, capul universal este conectat la intrarea amplificatorului, K₂ fiind pe poziția 1. Simultan este conectată și ieșirea amplificatorului universal pe difuzor. Oscilatorului pe poziția redare i se deconectează tensiunea de alimen- tare anodică. La o serie de magnetofoane de amatori tubul amplificator final devine pe poziția înregistrare oscilator de înaltă frecvență. Amplificatorul combinat are un potențiometru cu care se reglează amplificarea atît pe poziția redare, cît și pe poziția înregistrare. Magnetofoanele stereofonice pot avea aceeași schemă-bloc însă au două amplificatoare corespunzătoare celor două canale. • Amplificatoarele de AF utilizate în magnetofoane la înregistraie și redare an rolul de a mări nivelul semnalului de la intrare pînă la amplitudi- nea necesară, efectuînd în același timp corecția caracteristicii de frecvență a capetelor în scopul obținerii unei caracteristici globale de frecvență înregis- trare-redare, cît mai bună. Deoarece caracteristica reală obținută în capul de redare are alura din figura 13.20, alură care diferă în general în funcție de viteza de deplasare a benzii; ea trebuie corectată atît în amplificatorul de înregistrare, cît și în cel de redare. Caracteristicile de frecvență ale amplifi- catoarelor sînt normate pentru a se putea reda benzi înregistrate pe alt magnetofon. în figura 13.28 se reprezintă caracteristicile normate ale amplificatorului de redare. A [dB] ---¹-1----—I---1____!_I__. ________ 30 50/00 00O 1 3 5 /O /5 f [Hz] [kHz] 361 b) Fig. 13.29. Schema pentru corectarea caracteristicii de frecventă și conectarea capului la Înregistrare : a — circuitul de corecție RjCi în colector; b — circuitul de corecție it₂C₂ în emitor. Amplificatoarele trebuie deci să asigure atît la redare cît și la înregis- trare caracteristica de frecvență conform normelor și să aibă distorsiuni neliniare cît mai mici. La redare trebuie ca raportul semnal)zgomot să fie cît mai mare. Amplificatorul de înregistrare al cărui etaj final are sarcină inductivă {capul de înregistrare) trebuie să aibă suprapunerea curentului de AJ’peste curentul de polarizare de înaltă frecvență. Capetele cu impedanță mare se conectează la ieșirea amplificatorului direct, iar cele cu impedanță mică printr-un transformator de adaptare. Caracteristica de frecvență se corectează fie printr-un circuit RC conectat în colector (fig. 13.29, a) fie prin circuite complexe de corecție a caracteristicii capului conectate în circuitul de emitor (fig. 13.29, b), ambele producînd creșterea relativă a semnalelor de frecvență înaltă fața de cele de 1 KHz, fie prin circuite de reacție negativă dependente de frecvență, aplicate pe două etaje în amplifi- catorul magnetofonului. La amplificatorul de redare caracteristica de frecvență normată se realizează de obicei printr-un circuit de corecție R₂, C₂, R₃ (fig. 13.30, a) conectat între etajele amplificatorului, unde Rₜ Cᵣ realizează ridicarea frecvențelor înalte și grupul R₂C₂ ridicarea la frecvențe joase, sau prin reacție negativă dependentă de frecvență : cu circuitele Rₗf Cᵣ și R₂, C Rₐ din figura 13.30, b, unde grupul 2?^ ridică frecvențele înalte și grupul R₂C₂ ridică frecvențele joase. Fig. 13.30. Scheme pentru corectarea caracteristicii de frecvență și corectarea capului la redare : a — circuitul de corecție intre etaje; b — corecție in circuitul de reacție negativi. 362 Fig. 13.31. Schemă de corecție in amplificatoarele universale. Uneori se încarcă capul de redare cu o rezistență mică a cărei valoare se alege mai mică decît reactanța prezen- tată de cap la frecvența cea mai joasă redată, pentru uniformizarea caracte- risticii de frecvență. La amplificatoarele cu tranzis- toare corecția se face în mod asemănă- tor, prin circuite de corecție cu reacție negativă montate între etaje. în figura 13.31 se prezintă o sche- mă principială tipică de amplificator folosită atît în magnetofoanele cu tu- buri, cît și în cele cu tranzistoare pentru a corecta caracteristica capu- lui din figura 13.20. Caracteristica amplitudine-frecvență a acestor amplificatoare este inversă ca alură caracteristicii ce se corectează pentru a rezulta în final o caracteristică cît mai constantă. Grupul RC realizează corecția caracteristicii în domeniul frecvențelor joase, porțiunea A' B', iar circuitul rezonant serie L'CR' realizează corecția caracteristicii către frecvențe mai înalte. în general corecția realizată de fabricant într-un magnetofon este funcție de caracteristicile capului universal de înregistrare-redare folosit, precum și de banda folosită. Dacă pe un magnetofon se folosește o altă bandă decît cea cu care livrează fabricantul magnetofonul, corecția caracteristicii trebuie modificată, în caz contrar caracteristica de frecvență a sistemului imprimare-redare va avea abateri mai mari sau mai mici decît cea normală, după cum banda folosită diferă mai mult sau mai puțin de cea recomandată de fabricantul magnetofonului. în general atît la magnetofoanele cu tuburi cît și la cele cu tranzistoare car e utilizează amplificator comun (fig 13.31) circuitele de corecție se comut ă total sau parțial cînd se trece de pe poziția de înregistrare pe cea de redare . • Oscilatorul de înaltă frecvență trebuie să asigure puterea necesară polarizării capului de înregistrare și ali- mentării capului de ștergere. Tensiunea lui de ieșire trebuie să nu fie distorsiona- tă și să nu varieze cu tensiunea de rețea și cu temperatura în magnetofoanele de amatori se utilizează oscilatoare cu un singur tub sau tranzistor, iar în cele profesionale se folosesc scheme simetrice care asigură distorsiuni minime. Magnetofoanele cu tranzistoare utilizează de obicei scheme simetrice (fig 13.32). Tensiunea de ștergere și cea de pola- rizare se poate aplica de la oscilator la capetele respective prin transformator sau autotransformator, ca în figura 13.33. Fig. 13.32. Schemă de oscilator cu tranzistoare. 363 Deoarece valoarea curentului de polarizare este critică, de ea depinzînd distorsiunile neliniare de la înregistrare, ea poate fi reglată cu condensatorul semivariabil C. • Indicatorul de nivel. Pentru a cunoaște amplitudinea semnalului de AF aplicat pe capul de înregistrare, amplitudine care nu trebuie să: depă- șească valoarea maximă admisibilă, majoritatea magnetofoanelor profesio- Fig. 13.33. Cuplarea capetelor de ștergere și înregistrare la oscilator : a — prin transformator; b — prin autotransformator. nale și de amatori sînt prevăzute cu indicator de nivel care se conectează pe capul de înregistrare său la ieșirea amplificatorului de înregistrare. La magnetofoanele de amatori cu tuburi se utilizează de obicei indica- toare de nivel cu ochi magic (fig. 13.34, a). Semnalul de AF aplicat prin condensatorul Cₓ este redresat cu dioda semiconducătoare D astfel că pe grilă se aplică o tensiune proporțională cu valoarea medie ; RXC₂ constituie grupul de detecție. La magnetofoanele cu tranzistoare se utilizează indicatoare de nivel mediu cu redresor în punte în diagonala căreia este montat un microamper- metru indicator (fig. 13.34, b). f. Circuitul Dolby Micșorarea zgomotului la magnetofoane este de o deosebită importanță și ridică probleme greu de rezolvat pe măsură ce lățimea de bandă cores- punzătoare pistei scade. La casetofoane, unde pentru patru piste revine o lățime de 0,6 mm pe pistă, a fost conceput un circuit compresor, expandor care acționează pe un domeniu de frecvențe. Bolul acestui circuit denumit circuit Dolby este să elimine „suflul” supărător care apare la viteze reduse de înregistrare și piste înguste. Circuitul are efect numai asupra semnalelor de frecvență ridicată în zona unde zgomotul benzii magnetice este mai mare. Aceasta permite o redare a frecvențelor înalte cu o dinamică mult mai bună. O remarcă importantă este că circuitul „Dolby” acționează și la înregis- trare și la reproducere, ceea ce înseamnă că nu se poate reproduce cu un casetofon prevăzut cu acest sistem, o casetă înregistrată fără această corecție. 364 Sistemul denumit „DNL“ nu are efect decît la redare, reducîhd suflul și frecvențele înalte sub o anumită valoare stabilită ca prag. Este un sistem mai simplu care aduce o îmbunătățire a audiției, dar mai mică decît a circuitului „Dolby”. Circuitul Dolby ridică la înregistrare amplitudinea semnalelor de frecvență înaltă dacă amplitudinea acestora este sub un anumit prag. b) Fig. 13.31. Indicator de nivel : a — cu ochi magic; b — cu instrument indicator. în mod similar însă invers este coborît nivelul frecvențelor înalte, dacă nivelul lor se găsește sub pragul stabilit. Cîștigul în raportul semnal/ zgomot care se poate obține cu acest sistem este de circa 10 dB. în figura 13.35 este prezentată schema-bloc principială pentru sistemul DNL. La ieșire din preamplificator (la redare) semnalul este divizat pe două ramuri. Pe cea superioară un filtru trece sus lasă să treacă frecvențele peste 4 kHz, semnalul de la ieșirea acestuia se aplică unui amplificator cu nivel de ieșire constant independent de amplitudinea semnalului de la intrare, care face și o inversare de 180°. Urmează un corector de fază care compensează decalajul introdus de filtru. Cele două canale se aplică unui sumator care face suma semnalelor. Nivelul este astfel reglat încît atunci cînd amplitudinea frecvențelor înalte Fig. 13.35. Schema-bloc a sistemului DNL. este redusă, amplitudinea celor două canale fiind de semne contrare ele să se scadă. Canalul superior avînd permanent un. nivel de ieșire constant echivalent cu un prag de —30 —40 dB sub cel normal, înseamnă că pe măsură ce semnalul la intrare crește, scăderea frecvențelor înalte la ieșire devine neglijabilă și invers, cînd frecvențele înalte au o amplitudine redusă, zgomotul scade odată cu acestea. 395 g. Alimentarea motoarelor magnetofoanelor portabile Pentru o turație constantă la magnetofoanele și casetofoanele portabile se utilizează un sistem de reglaj al turației motorului prezentat în figura 13.36. Motorul magnetofonului este de tipul cu colector de curent continuu, cu magnet permanent funcționînd la o tensiune nominală de 9 V cu o viteză de 2 500 rot/min. Turația motorului este menținută constantă cu un regulator centrifugal care utilizează două tranzistoare (fig. 13.36). Motorul se ali- mentează prin rezistența R^ (rezistența Rₜᵢ fiind scoasă din circuit cu butonul stop) pe care este montat în derivație tranzis- torul Tₛ. Curentul tranzistoru- lui Tₛ este determinat de tranzis- torul T₉. Contactul regulatoru- lui centrifugal al motorului leagă baza și colectorul tranzis- torului T₈ printr-o rezistență, scăzînd astfel rezistența internă între colector și emitor. Se aplică în acest fel o tensiune negativă pe baza lui Tₛ și între colectorul și emitorul acestuia trece un curent mare. Rezistența. Rᵢ₅ este șuntată de tranzistor și prin circuit trece curent mare, crește tensiunea de alimentare mărind turația motorului. Cînd se ajunge la turația nominală, dispozitivul centrifugal se echili- brează, însă contactul acestuia se desface numai după ce turația nominală este depășită, ceea ce face să crească rezistența tranzistorului T₉, care blochează pe P₈. Motorul este din nou alimentat prin P₄₅ curentul scade, și deci turația acestuia scade. Pen- tru ca schimbările în comanda motorului să nu se facă brusc și pentru protejarea contactului, s-a introdus în circuit condensatorul C₂₄. în serie cu rezistența Rᵢ₅ este conectată și rezistența R₄₄, care în funcționare normală este scurtcircuitată de butonul stop. în afara situației de antrenare normală a benzii, apăsînd butonul stop se conectează în serie rezistența Rw prin motor circulînd un curent mai mic, acesta se rotește în continuare, fără sarcină, cu o turație echivalentă cu cea nominală. h. Tendințe actuale în prezent se fabrică atît magnetofoane cu tuburi electronice, cît și cu tranzistoare, cu o vizibilă tendință către cele din urmă. în general se urmăresc performanțe superioare, atît în ceea ce privește partea mecanică, cît și în ceea ce pl ivește echipamentul electronic. Utilizarea a trei motoare în magnetofoanele de calitate dă posibilitatea unei constanțe mult mai mari a vitezei și o schemă cinematică mai sigură și robustă, realizînd un factor de 366 fluctuație foarte redus și o tensionare constantă a benzii. S-au făcut progrese chiar în magnetofoanele de amatori în ceea ce privește perfecționarea ghidării benzii și a menținerii constante a tensiunii de întindere în bandă în funcție de diametrul înfășurării benzii pe role. Se fabrică în mod curent magnetofoane cu 3 ... 5 capete folosite la controlul înregistrării pe bandă, în timpul imprimării, efecte sonore, ecou reverberație, mixaje, trucaje. în ultimul timp s-au construit magnetofoane cu tranzistoare cu siliciu de zgomot mic, care realizează o dinamică bună, la un consum și gabarit redus. Amplificatoarele magnetofoanelor recente mono și stereo au încorporate amplificatoare de înaltă fidelitate cu posibilități de reglare a tonului, puteri de ieșire între 4 și 15 W mono sau pe un canal în cele stereo și un coeficient de distorsiuni sub 1%, nemaifiind necesar un amplificator suplimentar pentru o audiție de înaltă fidelitate. Aceste magnetofoane au posibilitatea folosirii independente a amplificatorului de putere la reprodu- cerea de pe picup-radio-microfon etc. Se construiesc tot mai mult magnetofoane și casetofoane cu 4 piste atît mono cît și stereo, care au un consum de bandă redus, și ale căror performanțe se apropie de ale celor eu 2 piste. Unele magnetofoane au posibilitatea stabilirii automate a nivelului la înregistrare, nemaifiind necesară manevrarea butonului de volum în funcție de amplitudinea semnalului care se imprimă. D. METODE DE VERIFICARE; ROLUL PIESELOR SI INFLUENTA MODIFICĂRII PARAMETRILOR ACESTORA ASUPRA PERFORMANȚELOR PICUPURILOR 1. PERFORMANȚELE PICUPULUI Performanțele mecanice importante sînt : viteza de rotație a planului, fluctuațiile de viteză, trepidațiile mecanice, forța de apăsare pe disc și forța centripetă. Performanțele electrice sînt: caracteristica de frecvență globală (doză + amplificator), nivelul de zgomot (raportul semnal util/ zgomot), coeficientul de distorsiuni, diafonia dintre canale. 2. METODE DE VERIFICARE A PERFORMANȚELOR PRINCIPALE LA PICUPURI a. Verificarea vitezei de rotație a platanului Viteza de rotație a platanului trebuie să corespundă cu turația nominală a discului ce urmează să fie redat. O turație mai mare face să crească înălțimea sunetului, iar una mai mică o scade. Pentru verificarea vitezei de turație se utilizează indicatoarele mecanice sau discuri stroboscopice. Indicatorul mecanic de turație se montează pe axul platanului, iar valoarea turației este dată de culorile sectoarelor ce apar în dreptul deschizăturii din partea superioară a dispozitivului. Culoarea verde corespunde rotației normale, culoarea albă — la o rotație mai mică, iar culoarea roșie — la o rotație mai mare. în mod curent se folosesc discuri stroboscopice confecționate din carton sau aluminiu, pe care se lipește un disc din hîrtie albă prevăzut cu 367 sectoare negre alternate eu albe, plasate pe una sau mai multe coroane, în cazul iluminării discului de la rețea cu frecvența de 50 Hz și pentru turația n(rot/min) a platanului, numărul de sectoare negre N se calculează cu formula : ,T 6 000 N = ------- n în mod curent există discuri care permit verificarea mai multor viteze (fig. 13.37, a), sau seturi de discuri stroboscopice cu trei coroane (fig. 13.37, b, c, d) pentru vitezele de rotație uzuale. Coroana din mijloc cores- punde turației normale, iar coroana interioară și exterioară fixează limitele admisibile de variație a turației. Verificarea se face astfel se așază discul stroboscopic pe platan și se iluminează cu o lampă fluorescentă, eventual cu un bec cu neon alimentat de la rețea. Dacă imaginea sectoarelor corespunzătoare vitezei discului lămîne Fig. 13.37. Discuri stroboscopice : a - pentru trei turații; b - pentru 33 1/3 rot/mi ; c - pentru 45,1 rot/min; d - pentru 78 rot/mln. 368 staționară, atunci turația este, normală. Dacă imaginea se rotește în sensul de rotație a platanului atunci rotația platanului este mai mare, iar dacă se rotește invers, este mai mică. b. Verificarea fluctuațiilor de viteză Urechea omenească este foarte sensibilă la astfel de fenomene. La o frecvență de 500 Hz înregistrată pe disc, urechea sesizează fluctuații de viteză de 0,3%. Acestea se determină cu aparate speciale, denumite fluctuometre. Calitativ, fluctuațiile de viteză se verifică cu montajul din figura 13.38. Baza de timp a osciloscopului nu se sincronizează. Fluctuațiile de viteză lente sau rapide se constată după deplasarea sinusoidei către dreapta sau către stînga și după viteza de deplasare. Fig. 13.38. Verificarea fluctuațiilor dc viteză cu ajutorul osciloscopului catodic. c. Verificarea trepidațiilor (vibrațiilor) mecanice Trepidațiile mecanice se apreciază prin raportul semnalIzgomot. Se reali- zează montajul din figura 13.39. Discul folosit la această verificare este un disc de măsurare înregistrat pe porțiuni cu 100 Hz, la o viteză de 1,4 cm/s. Se citește indicația voltmetrului pentru porțiunile neînregistrate cu atenuatorul scos, și apoi se mărește atenuarea pe porțiunile înregistrate, pînă se obține aceeași indicație la voltmetrul de c.a. Diferența dintre cele două atenuări definește raportul semnal de referință/zgomot, produs de trepidațiile mecanice. Metoda presupune ca atenuatorul calibrat să lucreze în condiții de adaptare. 24 - c. 496 369 Fig. 13.39. Verificarea trepidațiilor mecanice cu metoda de comparație. d. Verificarea forței de apăsare a brațului și a forței centripete Forța de apăsare a brațului în dreptul acului de citire se măsoară cu dinamometrul sau cu o balanță de construcție simplă. Forța centripetă face ca acul de citire să nu exercite aceeași apăsare pe ambii pereți ai șanțului gravat pe disc. Efectul global al acestei forțe constă în creșterea distorsiunilor de neliniaritate. Valoric, forța centripetă se cifrează la aproximativ 10% din forța de apăsare a unui ac cu raza de curbură de 16g. La picupurile de calitate, forța centripetă este compensată prin intermediul unei greutăți sau al unui arc spiral care exercită o forță contrară forței centripete (adică radial dinspre centrul discului către periferie). Verificarea se face prin vizualizarea pe ecranul osciloscopului a semna- lului sinusoidal cu frecvența de 1 000 Hz imprimat pe un disc de măsurare (fig. 13.6). Oscilograma 13.6, a corespunde forței centripete necompensate, iar oscilograma 13.6, b, forței centripete compensate. e. Verificarea caracteristicii de frecvență a picupurilor Verificarea se face cu schema dată în figura 13.38, completată cu voltmetrul electronic conectat în derivație pe intrarea osciloscopului. Se poate verifica caracteristica de frecvență a dozei sau caracteristica globală a picupului (doză + amplificator). Pentru aceasta se folosește un disc etalon înregistrat cu gama de frecvențe 60.. .10 000 Hz cu repetare continuă. Pentru a se urmări mai bine oscilograma, la unele discuri etalon se introduc repere la frecvențele de 1, 3, 5, 7, 10 kHz, sub forma unor linii verticale plasate în partea de sus sau de jos a sinusoidei (fig. 13.40). Sensibilitatea dozei se determină prin explorarea frecvenței de 1 kHz, înregistrată pe discul etalon. Valoarea citită la voltmetrul electronic poate fi luată drept referință pentru exprimarea caracteristicii în decibeli. La fel se procedează cu dozele stereofonice, cu precizarea că se verifică fiecare canal în parte prin exploatarea unui disc stereofonic etalon. 370 Fig. 13.40. Oscilograme obținute la verificarea caracteristicilor de frecvență: a — ideali; b — predominarea frecventelor joase; c — cu zgomot pronunțat. Oscilogramele vizualizate pe ecran pun în evidență comportarea picupului la frecvențe joase (fig. 13.40, 6), precum și prezența zgomotelor pronunțate (fig. 13.40, c), datorate mecanismului de antrenare sau semnale- lor perturbatoare din rețea. f. Verificarea nivelului de zgomot și diafoniei la picupurile stereofonice • Pentru măsurarea nivelului de zgomot se efectuează două citiri succesive la voltmetrul electronic sau la indicatorul de nivel. Prima, corespunzătoare semnalului de 1 000 Hz înregistrat pe o anumită porțiune a discului etalon, și a doua, asupra porțiunii nemodulate a aceluiași disc (fără semnal). Diferența celor două nivele sau raportul celor două valori exprimate în decibeli caracterizează performanța semnaljsgomot a întregului lanț de redare (disc + doză + amplificator sistem de antrenare). • Pentru măsurarea diafoniei se recurge la discuri stereofonice etalon înregistrate pe porțiuni (numai flancul exterior sau numai flancul interior al microșanțului). Măsurările se fac asupra nivelului de pe canalul pe care discul este înregistrat, și apoi de pe canalul pe care discul nu este înregistrat. Diferența celor două nivele caracterizează diafonia picupului stereofonic. g. Verificări suplimentare Se verifică echilibrarea brațului în plan orizontal și vertical : prima după stabilitatea brațului și menținerea acului în șanț dacă discul este plasat excentric și a doua după urmărirea șanțului dacă discul este așezat înclinat pe platan. Punctele de rezonanță se determină la osciloscop vizualizînd forma semnalului înregistrat pe un disc etalon, pînă la frecvențe de 50 kHz. Amplificatorul de AF se verifică potrivit indicațiilor date la etajele de. AF din radioreceptoare. 371 3. ROLUL PIESELOR ASUPRA PERFORMANȚELOR PICUPULUI a. Discurile Acestea sînt purtătoarele de sunet. Dimensiunile geometrice ale discu- lui și ale șanțului sînt impuse prin norme internaționale sau interne. Uzura dișcului și eventualele defecte influențează performanțele picupului. Audierea unui disc reclamă asigurarea condițiilor normale de exploa- tare în ce privește : viteza de rotație, dimensiunile acului de citire, forța de apăsare a acului pe disc, frecările în lagăre ale brațului de picup în. plan orizontal și vertical (să fie minime), echilibrul dinamic al platanului, rotirea platanului în plan orizontal. Manifestările acustice provocate de disc (pocnituri, zgomot de fond, fîșîit, repetarea semnalului prin întreruperea șanțului) se trădează audiind mai multe discuri fără uzură. b. Brațul picupului Are rolul să susțină doza. Calitățile brațului influențează urmă- toarele mărimi: forța de apăsare, forța centripetă, erorile unghiului de citire, caracteristica de frecvență datorită rezonanței mecanice și frecări- lor în lagăre, unghiul vertical al acului de citire față de suprafața discului. Forța de apăsare (0,5 — 9 g) este dictată de caracteristicile discului, de materialul din care este confecționat și de raza de curbură a acului. O forță de apăsare mai mare duce la deteriorarea șanțurilor gravate și la creșterea nivelului de zgomot. La picupurile de înaltă calitate forța de apăsare se poate regla cu ajutorul contragreutății. Forța centripetă necompensată face să crească distorsiunile de neliniaritate. Compensarea acestei forțe se impune numai la picupurile de înaltă fidelitate. Erorile unghiului de citire (unghiul de citire „a“ este unghiul format din axul dozei cu tangenta la șanț) afectează distorsiunile introduse de picup. Acestea sînt cu atît mai mari cu cît unghiul de citire este mai mare. Pentru un picup de construcție industrială, problema unghiului de citire se pune numai în măsura în care brațul se schimbă cu altul diferit de cel original. Atît frecările exagerate în lagăre, cît și echilibrul static și dinamic necorespunzător, duc la modificarea caracteristicii de frecvență. La fel, rezonanțele mecanice ale sistemului de citire și de redare a sunetelor (difuzoare). In mod operativ, echilibrul în plan orizontal se constată prin așezarea discului excentric pe platan. Dacă acul nu sare din șanț, înseamnă că este bine echilibrat în acest plan. Echilibrarea în plan vertical se verifică prin așezarea discului înclinat pe platan (se pune într-o parte un distanțier). Dacă acul urmărește în mod normal șanțul, înseamnă că este bine echilibrat în plan vertical. c. Doza de citire (sau mecanolectorui) Aceasta transformă energia mecanică în energie electrică. Doza trebuie să răspundă la anumite caracteristici: curba de răspuns cît mai fidelă într-o gamă de frecvențe audio suficient de mare, zgomot de fond și 372 ■distorsiuni cît mai mici, sensibilitate cît mai mare, impedanță de ieșire corespunzătoare transferului maxim de putere, frecvența de rezonanță proprie a echipamentului mobil în afara curbei de răspuns (a caracteristicii de frecvență). în general dozele utilizate curent acoperă un domeniu de frecvențe de 40 ... 12 000 Hz, cu o abatere față de nivelul la 1 000 Hz mai mică de 5 dB, iar cele de calitate, de la 20 Hz la 25 000 Hz cu o abatere sub ± 1,5 dB. Unele doze redau favorizat frecvențele joase (dozele electromagnetice și piezoelectrice) iar altele — frecvențele înalte (doze electrodinamice). Distorsiunile variază între 1% (dozele de calitate) și maximum 10% (dozele obișnuite). Calitățile dozei influențează nemijlocit principalele performanțe ale picupului. De acest lucru trebuie să se țină seama dacă defectul aparține dozei sau dacă urmează să fie înlocuită. Defectele dozei se constată odată cu ridicarea caracteristicii de frecvență a acesteia. în dozele stereofonice se impune ca diafonia să fie mai mare de 20 dB. d. Acul de citire Acul trebuie să urmărească fidel ondulațiile șanțului gravat pe disc la înregistrare. Dimensiunile geometrice și calitățile materialului sînt elemente esențiale în procesul de citire a discurilor. Poziția arcului în șanțul gravat trebuie să permită explorarea mediană flancurilor. Dacă raza de curbură este mai mare, explorează umerii flancurilor, iar dacă este mai mica sau dacă acul este uzat, el explorează fundul șanțului. Și într-un caz și în altul, se deteriorează profilul șanțului iar audiția este distorsionată și însoțită de zgomot (fîșîit). Exploatarea acului de citire se face pe o durată limitată, din cauza uzurii latera- le (fig. 13.41, b). Acul uzat produce zgo- mote supărătoare, distorsiuni și contri- buie la uzarea discului. Pentru urmărirea normală a șanțului gravat se impune ca acul de citire să fie plasat în plan vertical. Poziția în plan Fig. 13.41. Aspectul acelor de redare : a — neuzat; b — cu uzură pronunțați. vertical se constată în mod operativ prin așezarea brațului cu doza și acul pe o oglindă plană. Privit din față, acul și imaginea sa în oglindă trebuie să fie în continuare dacă poziția este corectă. O poziție înclinată față de planul vertical face să crească atît distorsiunile cît și uzura neuniformă a acului și a profilului șanțului. e. Mecanismul de antrenare • Motorul electric. în general se folosesc motoare electrice mono- fazate, alimentate de la rețea, de tip sincron și asincron cu condensator de pornire sau cu fază auxiliară în scurtcircuit. Motoarele uzuale absorb o 373 putere de 10 — 20 VA și au o viteză de rotație a axului în sarcină de 1 500 pînă la 3 000 rot/min. în situații particulare, se folosesc motoarele de curent continuu ali- mentate de la rețea, echipate cu regulator de turație (centrifugal) și motoare alimentate de la baterii (3—24 V) cu viteze de rotație între 1 000 și 10 000 rot/min. Condițiile impuse motorului sînt: viteza de rotație constantă și fără zgomot; frecarea în lagăre redusa la minimum ; să nu producă trepidații; fixarea pe șasiu să fie elastică și amortizată ; cîmpul magnetic de dispersie să fie redus la minimum pentru a nu influența doza (în special dozele de tip electrodinamic). Defectele motorului și ale suspensiei provoacă fluctuații de viteză, distorsiuni, audiție necorespunzătoare (miorlăială), microfonie etc. • Platanul portdisc. Platanul portdisc este antrenat de motor prin intermediul unor curele de transmisie sau cu ajutorul rolelor intermediare. Acesta servește ca suport pentru disc, rotește discul în plan orizontal și uniformizează viteza de rotație, datorită momentului de inerție ridicat (reduce fluctuațiile de viteză). Abaterea de viteză a platanului nu trebuie să depășească ±2 % față de viteza nominală (la picupurile uzuale). Bătaia axului central de fixare trebuie să fie mai mică de 0,02 mm, iar deplasarea verticală a platanului — mai mică de 0,3 mm. O greutate mai mică a platanului sau descentrarea acestuia datorită deformării sau datorită jocului prea mare în lagăre, provoacă fluctuații de viteză, trepidații și implicit duce la distorsiuni, nivel de zgomote mărit, audiție necorespunzătoare. • Galetul în trepte, rola intermediară, curelele de transmisie. Galetul în trepte sau axul etajat trebuie să se rotească fără abateri în plan orizontal, adică să fie perfect centrat. Eola intermediară trebuie să fie centrată perfect, să se rotească în plan orizontal fără abateri și cu frecări în lagăr minime, să se deplaseze pe ver- ticală sub acțiunea butonului de comandă și să adere la galetul în trepte pe mijlocul treptei, fără să atingă marginea altei trepte. Bandajul de cauciuc al rolei trebuie să fie perfect circular, să nu prezinte lovituri, deformări, și să adere la platan și la axul etajat fără alunecări. Curelele de transmisie trebuie să transmită micșorarea fără alunecări sau trepidații. Defectele dispozitivelor de cuplare și de transmitere a mișcării pot provoca fluctuații de viteză, trepidații mecanice, caracterizate prin dis- torsiuni, imagine sonoră deformată (miorlăială) salturi de tărie și frecvență etc. f. Mecanismul de schimbare automată a discurilor și dispozitivelor auxiliare Mecanismul de schimbare automată a discurilor îndeplinește urmă- toarele funcțiuni: așază discul pe platan, pornește motorul și plasează acul pe primul șanț al discului, ridică brațul și arcul de pe disc după termina- rea acestuia și aduce brațul pe poziția de repaus. Dacă una sau mai multe din operațiile amintite nu sînt realizate, înseamnă că mecanismul este defect. 374 Dispozitivele auxiliare sînt : întrerupătorul automat (la unele picupuri) de pornire și oprire a motorului, dispozitivul mecanic sau electronic de reglare a momentului de pornire și oprire a motorului. Imposibilitatea de pornire sau oprire a motorului trădează defectele acestor dispozitive. g. Amplificatorul de AF Amplificatorul poate fi: separat de picup, în ansamblul picupului sau în partea de AF a radioreceptorului. Rolul pieselor pentru amplificatorul de AF este prezentat în capitolul 9. 4. LOCALIZAREA DEFECTELOR LA PICUPURI, ÎNLĂTURAREA DEFECTELOR a. Localizarea defectelor Metodica de localizare a defectului la picupuri presupune următoarea succesiune : — verificarea sumară a picupului; — determinarea simptomului și încadrarea defectului în categoria celor mecanice, electrice sau electronice; — localizarea defectului la nivelul piesei; — repararea sau înlocuirea piesei; — verificarea calității reparației. Verificarea sumară poate duce direct la localizarea piesei defecte. Cu această ocazie se constată dacă : — schimbătorul de tensiune este pus corect pe tensiunea rețelei (fac excepție picupurile montate în caseta radioreceptoarelor la care schimbăto- rul de tensiune nu este utilizat); — schimbătorul de viteză funcționează normal cu și fără platan ; — rola intermediară de fricțiune are inelul de cauciuc integru și se de- plasează normal în plan vertical și orizontal, odată cu acționarea schimbă- torului de viteză (picupurile cu ax etajat); — platanul nu prezintă lovituri mecanice, este bine centrat și se mișcă cu ușurință cînd schimbătorul de viteză se găsește pe o poziție inter- mediară (poziție de zero); — curelele de transmisie (la unele tipuri de picupuri) au suficientă ade- rență la axul motor și la rola intermediară; — acul este uzat sau știrbit din cauza loviturilor. înainte de repararea propriu-zisă este indicat ca axele, lagărele, garni- turile de pîslă, să fie unse și îmbibate cu ulei, iar bucșa platanului să se introducă puțină vaselină. Curelele de transmisie, inelul de cauciuc de pe rola intermediară, supra- fețele de fricțiune în general, se vor curăța de urmele de ulei și de grăsime, așa încît alunecarea sistemului de transmisie să fie minimă. Prin aceasta se evită micșorarea vitezei platanului și variațiile de viteză. Dacă defectul nu poate fi localizat cu aceste verificări, se trece la măsu- rarea peiformanețelor potrivit metodelor prezentate în cadrul capitolului. 375 Pentru măsurarea performanțelor se recomandă următoarele : — discul se așază pe platan perfect centrat. O excentricitate de.0,1 mm față de axul platanului provoacă o variație supărătoare a sunetelor redate : — în timpul verificării picupului nu se apasă pe brațul dozei, deoarece se deteriorează șanțurile gravate; — discurile etalon se manevrează cu grijă. Se va folosi în general numai o față a discului (cealaltă față se păstrează pentru referință); — discurile se protejează de praf păstrîndu-le în învelișul lor protector — se verifică acul de citire cu lupa (să nu fie uzat sau deteriorat); — se verifică raza de curbură a acului (dacă este potrivită pentru di- mensiunile șanțului de la disc); — se verifică forța de apăsare pe disc; — montarea și demontarea platanului se va face numai pe una din pozițiile de zero ale schimbătorului de viteză (schimbător mecanic); — este interzis ca doza și acul să cadă pe diferite obiecte ; de asemenea., platanul. Lanțul de redare (doza + amplificator) se verifică în mod operativ prin lovirea ușoară cu degetul a acului de citire. Dacă se aud pocnituri în difuzor, înseamnă că acesta este în stare de funcționare. Defectele mecanice se constată la controlul sumar al picupului. Dacă, defectul afectează parțial performanțele, atunci după măsurarea acestora și corelînd rezultatele măsurărilor cu rolul pieselor, se poate localiza în mod operativ piesa la nivelul subansamblurilor. b. Defectele curente la un picup. înlăturarea acestora • Defecte mecanice. Sînt posibile următoarele defecte mecanice : platanul descentrat sau deformat, schimbătorul de viteză nu are opriri nete pe pozițiile corespunzătoare vitezelor, butonul pentru schimbat vite- zele se rotește greu, forța de frecare între axul etajat și rola intermediară este insuficientă (curelele de transmisie patinează), inelul de cauciuc de fricțiune al rolei intermediare nu apasă pe axul etajat, rola intermediară nu se poate deplasa în plan orizontal, apare zgomot mecanic cînd picupul este în stare de funcționare, rolele de antrenare produc zgomot, axul motorului se rotește însă platanul are viteză de rotație variabilă, în special pe poziția 78 rot/min, brațul picupului este spart sau defect, platanul și sistemul de antrenare nu funcționează, axul motorului nu se rotește, în schimb motorul se încălzește și produce zgomot. Cauzele posibile și remediile se vor expune în ordinea în care au fost enumerate defectele. — Piulița care prinde axul platanului este slăbită, eventual platanul a suferit o lovitură mecanică. Se demontează picupul și se strînge piulița, după care aceasta se blochează cu vopsea. Dacă platanul este deformat, se va îndrepta și apoi se va face un control serios al jocului în plan orizontal și vertical. — Butonul de rotire a schimbătorului de viteză se mișcă pe ax. Se strînge șurubul pe ax și apoi se blochează cu vopsea. 376 — Cama de deplasare a rolei intermediare este slăbită. Se demontează picupul și se strînge piulița, după care se blochează cu vopsea. — Pîrghia de deplasare în plan vertical a rolei intermediare se mișcă greu în șanțul elicoidal; de asemenea, există frecare mare între această pîrghie și axul de ghidare. Ca remediu, se unge cu ulei special pentru meca- nisme fine axul suport al brațului portrolă, axul și bucșa de ghidare, șanțul elicoidal. — Inelul de cauciuc de pe rola intermediară este murdărit cu ulei; de asemenea, curelele de transmisie din cauciuc. Se demontează picupul, se ■curăță cu alcool, apoi se pudrează cu talc. Același efect îl are desprinderea arcului de apăsare a rolei interme- diare pe platan. Ca remediu, se demontează picupul, sau se scoate din valiză și se montează arcul. — Inelul de cauciuc de pe rola intermediară este uzat sau arcul de pre- siune este slăbit sau sărit. Se demontează picupul se scoate siguranța de la axul rolei și se înlocuiește inelul de cauciuc. Dacă arcul de presiune este sărit se montează, iar dacă este slăbit se readuce la presiunea normală. — Piulița camei de rotire în plan orizontal este slăbită. Se strînge piu- lița și se blochează cu vopsea. Piulițele de fixare a motorului de șasiu sînt deșurubate. Se strîng piulițele pînă ce zgomotul dispare. — Arcul de siguranță de la role este sărit. Se scoate platanul și se mon- tează arcul de siguranță. — Șurubul de strîngere al axului etajat la axul motorului este deșuru- bat. Se scoate platanul și se strînge șurubul, apoi se blochează cu vopsea. — Brațul spart se înlocuiește după ce în prealabil s-au dezlipit co- nexiunile. — Rotorul motorului este blocat. Se demontează picupul, se scoate pla- tanul și apoi cu butonul pentru schimbat viteza în poziția zero, se racordea- ză motorul la rețea. Se va mișca axul cu mîna după ce în prealabil s-au uns garniturile cu ulei. Dacă axul nu se rotește sau se rotește cu intermitență ,și însoțit de lovituri, se schimbă motorul sau eventual se repară. • Defecte electrice. Sînt posibile următoarele defecte electrice : moto- rul nu funcționează, nu consumă energie electrică (bobinajul ars sau între- rupt), puterea la ax este redusă, pornirea se face numai la acționarea cu mîna, audiția pe poziția picup este foarte slabă sau nulă, audiția pe poziția picup este distorsionată, eventual însoțită de fîșîit puternic, redarea sune- telor se face cu fluctuații de frecvență sau de intensitate, în timpul redării apare fenomenul de microfonie. Cauzele posibile și remediile se vor expune mai jos, în ordinea în care au fost enumerate defectele. — Se verifică continuitatea conexiunilor pînă la întrerupător și de la întrerupătorul automat la înfășurarea motorului. După caz, se lipesc conexiunile sau se arcuiesc lamelele contactelor de la întrerupător. Se ra- cordează motorul la rețea și se verifică dacă motorul primește tensiunea. Daca tensiunea ajunge la motor dar acesta nu funcționează, înseamnă că înfășurarea este întreruptă sau arsă. Dacă înfășurarea este arsă se va reface bobinajul sau se va înlocui motorul. în cazul motoarelor asincrone monofazate cu condensatoare de defa- zare, se dezlipește o bornă a condensatorului și se verifică dacă este scurtcir- 377 cuitat sau întrerupt în interior. Cînd se constată că este defect, se înlocuiește cu unul de valoare identică atît în ce privește capacitatea cît și tensiunea de lucru. — Se verifică inițial funcționarea amplificatorului de audiofrecvență pe poziția radio în cazul radioreceptoarelor, sau cu generator de AF, în cazul amplificatoarelor separate. Dacă audiția pe poziția radio este corespunzătoare, se verifică în ordine conexiunile și elementele de circuit de la doză pînă la potențiometrul de volum. Se vor face, după caz, conexiunile, se vor curăța contactele pe poziția picup, eventual se va înlocui condensatorul de cuplaj. — Prezența distorsiunilor se datorește fie amplificatorului de audio- frecvență, fie traductorului mecanoelectric (doza). în ipoteza că amplifi- catorul funcționează normal, adică fără distorsiuni, atunci cauza trebuie căutată la doza de redare, care poate avea cristalul spart, tampoanele elastice deteriorate sau piesa de legătură cu elementul piezoelectric defectă, în situația respectivă se înlocuiește doza. Acul dozei de redare poate provoca distorsiuni importante, mai ales dacă are o poziție asimetrică, lucru ce se poate constata la sunetele puternice. Dacă distorsiunile apar spre sfîrșitul discului (la ultimele șanțuri) este indicat să se schimbe doza, sau dacă este posibil numai acul (tipuri mai vechi de doze). Dacă distorsiunile sînt mai accentuate la redarea frecvențelor joase, trebuie verificate suspensiile elastice ale plăcii de bază. Fîșîitul care însoțește audiția se datorește uzurii discului sau acului. Dacă se constată că fîșîitul este consecința uzurii acului, acesta se va verifica provizoriu cu o lupă. Același efect îl produce și un ac știrbit din cauza lovi- turilor. Verificarea concludentă a acului se face la microscop. Microfonia se face simțită la redarea frecvențelor joase și mai ales la picupul montat în caseta radioreceptorului. Se verifică dacă puferele sînt în găurile de trecere, dacă șuruburile de fixare nu ating caseta și dacă conexi- unile de la picup nu ating caseta sau nu sînt prinse între casetă și șuruburi, în general, se verifică sistemul de suspensie al picupului. E. METODE DE VERIFICARE SI ROLUL PIESELOR ȘI INFLUENȚA MODIFICĂRII PARAMETRILOR ACESTORA ASUPRA PERFOR MANȚELOR MAGNETOFOANELOR 1. PERFORMANȚELE MAGNETOFOANELOR Prin performanțele magnetofonului se înțeleg indicii de calitate, precum și condițiile în care se realizează acești indici. La obținerea performanțelor conlucrează toate piesele și subansam- blurile magnetofonului. Caracteristicile principale mecanice și electrice sînt; viteza nominală de antrenare; factorul de fluctuație de viteză; caracteristica de frecvență ; raportul semnal/zgomot (dinamica); factorul de distorsiuni de neliniaritate ; puterea nominală la ieșire; procedeul de înregistrare și redare (monofonic sau stereofonic); numărul pistelor înregistrate pe bandă; diametrul ad- 378 misibil al rolei de înfășurare; tensiunea și impedanța nominală de intrare; tipul microfonului utilizat; impedanța de ieșire; sursa de alimentare și consumul de energie preluată de la sursa: abaterile admisibile ale tensiunii de alimentare. 2. METODE DE VERIFICARE A PERFORMANȚELOR MECANICE ȘI ELECTRICE LA MAGNETOFOANE a. Verificarea vitezei medii de antrenare a benzii Vitezele uzuale de antrenare sînt: 76,2 cm/s (viteză folosită la magne- tofoanele profesionale de studio de tip vechi); 38,1 cm/s pentru magnetofoa- nele profesionale de studio ; 19,05 cm/s pentru magnetofoanele de amatori, de înaltă calitate, și pentru magnetofoanele de studio portabile; 9,5 cm/s pentru magnetofoanele de amatori, de calitate; 4,75 cm/s folosită la magne- tofoanele de amatori fără pretenții de calitate: 2,4 cm/s, folosită foarte rar, cu precădere la înregistrarea vorbei. Variația de viteză admisibilă depinde de viteza de deplasare a benzii. Astfel, pentru 76,2 cm/s și pentru 38,1 cm/s, abaterea admisibilă este de ± 0,2% la ± 0,3%, pentru 19,5 cm/s și 9,5 cm/s este de ± 0,8% la ±2%. Dacă alimentarea magnetofonului se face din baterii sau acumulatoare, se admite o variație pînă la ±3%. La verificarea vitezei medii se recomandă ca intervalul de timp crono- metrat să nu depășească 100 de secunde, iar condițiile de funcționare să fie cele mai defavorabile. Aceste condiții se obțin dacă măsurarea se face la începutul benzii (rola complet încărcată), cu tensiunea de alimentare adusă la limita superioară, și la sfîrșitul benzii cu tensiunea de alimentare adusă la limita inferioară. Metodele uzuale sînt : metoda stroboscopică, metoda indicatorului mecanic, metoda osciloscopului catodic, metoda benzii de lungime cunoscută. • Metoda stroboscopică. Aceasta face uz de discuri stroboscopice ce se fixează pe axul de antrenare sau pe rola de ghidare. Unele magnetofoane au marcate din construcție sectoarele stroboscopice. Verficarea vitezei se face potrivit procedeului indicat la picupuri. Pentru măsurarea abaterii de viteză 8 = ^vₘₑᵢțvₙₒₘ ^vₙᵢₑᵢ este abaterea vitezei medii față de viteza nominală v„ₒₘ), se cronometrează timp de un minut numărul sectoarelor negre M ce trec prin fața unui punct fix. Raportul Tlf/60 definește abaterea 8. • Metoda indicatorului mecanic (tahometrului). Se măsoară turația n a axului de antrenare (în rot/min), cu ajutorul tahometrului. Viteza medie a benzii corespunde cu viteza periferică medie a axului de antrenare. Dacă se măsoară cu micrometrul diametrul D al axului de antrenare, atunci vi- teza medie se calculează cu relația vₙ,ₐ = -Dn/60. • Metoda osciloscopului catodic (metoda figurilor Lissajoux). Schema și figurile obținute pe ecranul osciloscopului sînt prezentate în cap. 4, cu deosebirea că în locul generatorului de RF se folosește semnalul cu frec- vența de 50 Hz luat de la rețea, iar în locul oscilatorului local se introduce semnalul de la ieșirea preamplificatorului de redare, furnizat de o bandă înregistrată cu frecvența rețelei la un magnetofon de înaltă calitate. Dife- rența de viteză face ca elipsa obținută pe ecran să degenereze în dreaptă. Dacă se cronometrează timpul T între două treceri ale elipsei prin dreaptă (dreptele să aibă aceeași înclinare), atunci raportul 1/T definește diferența 379 frecvențelor și implicit abaterea de viteză medie față de viteza nominală. Pre- cizăm că elipsa degenerează în dreaptă la 0°, 180° și 360°. Dacă măsurarea începe în momentul transformării în dreaptă, sfîrșitul măsurării corespunde la a treia transformare în dreaptă. • Metoda benzii de lungime cunoscută. Metoda necesită o bandă de măsurare de lungime dată și înregistrată cu semnal de 3 000 Hz sau 1000 Hz. Se cronometrează timpul de trecere a porțiunii înregistrate. Raportul dintre, lungimea dată și timp definește viteza medie. Dacă nu dispunem de bandă de măsurare, se procedează astfel : se măsoară o porțiune de bandă și se încadrează între două repere. Se cronometrează timpul de trecere a benzii între cele două repere. Raportul dintre lungime și timp definește viteza me- die. Pentru calcularea abaterii de viteză, se raportează diferența — sau (vₙₒₘ — vₘₑ₍ₗ) la viteza nominală vₙBₜₙ. b. Măsurarea factorului de fluctuație Măsurarea se face cu ajutorul fluctuometrului. Aparatul trebuie să măsoare factori de fluctuație între 0,1% și 10%, cu tensiuni de intrare cu- prinse între 50 mV și 2—3V. Frecvența de măsurare este de obicei 3 000 Hz. Factorul de fluctuație este definit de raportul Kₜ = △///, în care A/ este abaterea de frecvență, iar / — frecvența nominală înregistrată pe banda, de măsurare. O valoare de 0,2 % a factorului de fluctuație nu este sesizată de ureche. La redarea benzii de măsurare cu frecvența corespunzătoare fluc- tuometrului, acesta va indica direct factorul de fluctuație. Rezultatele sînt mai concludente dacă se efectuează mai multe măsurări: (la. început, mijlocul și sfîrșitul benzii) și se face media aritmetică. Pentru rezultate comparative, în procesul de depanare se poate utiliza un fluctuometru de construcție relativ simplă. Acesta este alcătuit dintr-un transformator de adaptare, un filtru trece-bandă acordat pe frecvența de măsurare și o punte de rezonanță sau o rețea selectivă (T podit), adusă la echilibru pe aceeași frecvență. Schema fluctuometrului și principiul de măsu- rare sînt date în figura 13.42. Pe poziția 1 — 1' (fig. 13.42, 5) se echilibrează puntea sau rețeaua podit, variind pe R și C pînă se obține indicația de minimum la voltmetrul electronic, potrivit frecvenței de măsurare de la generatorul de AF (3 000 sau 1 000 Hz). Pe poziția 2—2' se înregistrează pe bandă aceeași frecvență, dacă nu dispunem de o bandă etalon înregistrată la un magnetofon de înaltă calitate. Pe aceeași poziție cu magnetofonul potrivit pe redare, se citește indicația dată de voltmetrul electronic. Fluc- tuația de viteză face ca semnalul înregistrat și redat să apară ca un semnal modulat în frecvență. în consecință, la redare, abaterile de la frecvența de de înregistrare sînt indicate de aparatul de măsurare datorită dezechilibru- lui punții sau al rețelei selective. Dacă semnalul de la intrarea fluctuome- trului este menținut constant în toate măsurările, atunci indicația apara- tului este proporțională cu factorul de fluctuație. în funcție de caracteris- tica aparatului de măsurare, indicațiile citite pot fi valori eficace, de vîrf sau vîrf la vîrf. (Se menționează că valorile vîrf la vîrf sînt duble față de valorile de vîrf.) Valorile curente ale factorului de fluctuație (vîrf la vîrf) pentru diferite categorii de magnetofoane sînt : de 0,2—0,5% pentru magnetofoanele profe- 380 Fig. 13.42. Măsurarea factorului de fluctuație : a — schema fluctuometrului; b — principiul mâsurărjj. sionale de studio, de 1—1,5% la magnetofoanele profesionale portabile și de 1—2,5% la magnetofoanele destinate marelui public (de amatori). c. Măsurarea tensiunii în bandă, a forței de apăsare a rolei presoare, a cuplului de frînare și a cuplului motor • Măsurarea tensiunii în bandă în timpul înregistrării sau redării se face cu ajutorul dinamometrului prevăzut cu rolă sau cu cîrlig de prindere (fig. 13.43, a, b). Valoric, tensiunea în bandă este cuprinsă între 70 și 200 gf, admițând ca valori limită 50 și 250 gf. Locul unde se face măsurarea este indicat de fabricant în documentația tehnică a magnetofonului. Cînd se folosește metoda de măsurare ilustrată în figura 13.43, a unghiul de deschidere al benzii în jurul rolei este de 120°. La aplicarea metodei pre- Fig. 13.43. Măsurarea tensiunii în bandă, cu dinamometrul : — condiții de funcționare; & — fără antrenarea benzii de către motor. Fig. 13.44. Măsurarea forței de presare a rolei pe ax. zentate în figura 13.43, b, se trage de bandă către dreapta cu o viteză aproximativ egală cu viteza de antrenare normală, în timp ce se citește la dinamometru tensiunea în bandă (magnetofonul poziționat pe redare). • Măsurarea forței de apăsare a rolei pe axul de antrenare. Dinamome- trul trebuie să măsoare forțe de 2 —3 kgf și să fie prevăzut cu cîrlig la capă- tul tijei. Pentru măsurare, magnetofonul se poziționează pe redare fără bandă. Se trage de dinamometru (fig. 13.44), pînă ce rola presoare nu mai poate fi învîrtită de către ax. în acest mo- ment se citește indicația la dinamometru. Următoarea citire se face cînd la slăbirea forței de întindere rola presoare începe să rotească. Media aritmetică a celor două valori definește forța de presare pe ax. • Măsurarea ciiplului de frînare. Se pune un rulou plin cu bandă pe suportul al cărui cuplu de frînare urmează să se măsoare, magnetofonul fiind poziționat pe stop. Tija dinamometrului se leagă la capă- tul liber al benzii (fig. 13.45). Se trage de dinamometru în sens invers, pînă cînd rolul cu bandă începe să se miște. Forța citită la dinamometru, înmulțită cu raza ruloului, măsoară cuplul de frînare exprimat în gf. cm sau kgf. m. Valoric, forța de apăsare pentru frînare este de 700 gf pentru benzile cu durată normală (diametru normal). • Măsurarea cuplului și a puterii Ia axul motorului. Această măsur are devine utilă cînd motorul este defect. Se așază motorul în poziție verticală și se fixează de ax o șaibă cu diametrul d (fig. 13.46). Peste șaibă se trece o bandă căptușită cu ferodou sau cu alt material cu aderență bună. Un capăt Dinamometru Fig. 13.46. Măsurarea cuplului și a puterii la axul motorului. Fig. 13.45. Măsurarea cuplului de frînare. 382 al benzii se leagă la dinamometru, iar celălalt la o greutate G. Sensul de rotire a axului este indicat de săgeată. Datorită frecării, motorul trage frîna cu bandă, în timp ce dinamometrul înregistrează o forță F. Cuplul motor M este dat de relația m = d(F — G)/2. Puterea se calculează cu rela- ția P = (F — G)n -d/192 000, în care n este turația în rot/min. d. Măsurarea caracteristicii de frecvență Caracteristica de frecvență se măsoară pentru canalul de redare sau, pe global, pentru înregistrare-redare. Metodele uzuale sînt : metoda benzii de referință; metoda circuitului echivalent; metoda bobinei excitatoare. Metodele enumerate se aplică la măsurarea caracteristicii canalului de redare. • Metoda benzii de referință sau de măsurare. Schema de montaj este prezentată în figura 13.47. Măsurarea se face pe rezistența echivalentă de Bandă de Voltmetru electronic de c.a. Rezistență echiva/entâ < de sarcină Fig. 13.47. Montaj pentru măsurarea caracteristicii de frecvență a canalului de redare. sarcină conectată la ieșirea amplificatorului de redare sau la ieșirea de linie dacă magnetofonul nu este prevăzut cu amplificator de putere. Regla- jele de ton se poziționează pe „ton deschis⁴' iar reglajul de volum pe o poziție care asigură tensiunea nominală la ieșire (banda înregistrată cu nivel maxim). Se verifică dacă capul de redare este reglat corect astfel că întrefierul să fie perpendicular pe direcția de deplasare a benzii. Se redă partea benzii de măsurare destinată ridicării caracteristicii de frecvență. Se citesc valorile tensiunilor la ieșire pentru diferitele frecvențe înregistrate pe bandă. Acestea se raportează la tensiunea corespunzătoare frecvenței de referință înregistrate în prima parte a benzii și care la diferite viteze este de : 1 000 Hz pentru 76,2 și 38,1 cm/s ; 333 Hz la 19,05 cm/s și 166 Hz la 9,5 cm/s. Rezultatul se exprimă în decibeli și se reprezintă sub formă de diagramă. Graficul trebuie să se încadreze în limitele impuse prin norme. • Metoda circuitului echivalent (fig. 13.48). Această metodă nu face uz de bandă de referință. Semnalul de intrare este furnizat de un generator de AF. Tensiunea la intrare trebuie să varieze după aceeași lege cu tensi- unea indusă de bandă în înfășurarea plasată pe capul de redare și să fie de același ordin de mărime. Variația tensiunii de intrare pentru diferite viteze 383 de corectează cu circuitul de corecție între generatorul de AF și amplifica- torul de redare. Pentru diferite viteze, valorile lui C, Rₓ și R₂ sînt la 76,2 și 38,1 cm/s : C = 10 nF; = 3,5 kQ; R₂ = 10Q. la 19,05 cm/s : C = 10 nF ; R± = 10 kQ ; R₂ = 10Q ; la 9,5 cm/s : C = lOnF; = 20 kQ; R₂ = 10 Q. După ce se citesc valorile la voltmetrul electronic și se exprimă rezul- tatul în dB, se scad din aceste valori atenuările introduse de lungimea finită a întrefierului la diferite frecvențe. Atenuările se calculează teoretic dacă se cunoaște lungimea efectivă a întrefierului. Rezistență echivalentă Re sarcină Fig. 13.48. Schema de montaj pentru aplicarea metodei circuitului echivalent. • Metoda bobinei de excitare (fig. 13.49). Semnalul furnizat de gene- ratorul de AF este injectat în înfășurarea capului de redare, prin interme- diul unei bobine de excitare care produce un flux asemănător cu fluxul creat de banda de referință. Rezistența conectată în serie cu bobina are rol de Fig. 13.49. Schema de montaj pentru aplicarea metodei bobinei de excitare. liniarizare a curentului. Legătura între reactanța și R la frecvența cea mai ridicată audio este : wL < 0,15 R. Circuitul de corecție are aceeași sem- nificație ca și la metoda circuitului echivalent. Ca procedeu, se variază frec- vența generatorului de AF și se citesc valorile la voltmetrul electronic. Se raportează tensiunile citite la tensiunea corespunzătoare frecvenței de refe- rință și se scad atenuările corecției datorite întrefierului. Ambele metode de măsurare sînt utile, în procesul de depanare, deoa- rece sînt înlăturate erorile introduse de uzura capului de redare sau de ghi- dare necorespunzătoare a benzii. 384 e. Măsurarea caracteristicii globale de frecvență Reglajele de ton și volum ale canalului de redare rămîn poziționate ca și în cazul anterior. Semnalul aplicat de la generatorul de AF pentru înregistrare se contro- lează cu VEᵣ (fig. 13.50). Nivelul de înregistrare trebuie să fie cu 20 dB mai mie decît nivelul maxim de înregistrare de pe banda de referință, în scopul de a se evita saturația benzii la frecvențele înalte (din cauza corecției de la înregistrare). în continuare, se menține tensiunea generatorului de AF constantă și se variază frecvența potrivit valorilor de pe bandă de referință Fig. 13.50. Montaj pentru măsurarea caracteristicii globale de frecvență. (de măsurare). L'a redare se citesc valorile tensiunilor la VE^, se raportează la tensiunea de referință și se exprimă în decibeli. Rezultatul prezentat grafic materializează caracteristica globală de frecvență. Caracteristica de frecvență la magnetofoanele profesionale de studio este liniară între 30 și 15 000 Hz, la cele profesionale portabile între 50 și 10 000 Hz, la cele de amatori între 30 și 15 000 Hz pentru viteza de 19,05 cm/s, și între 100 și 5 000 Hz la 4,75 cm/s. f. Măsurarea raportului semnal/zgomot (dinamica) Raportul dintre tensiunea de la ieșirea magnetofonului corespunză- toare nivelului maxim înregistrat pe bandă și tensiunea de zgomot la ieșire (în aceleași condiții) obținută la redarea unei porțiuni de pe banda neînregis- trată (exprimat în dB) caracterizează dinamica globală sau a canalului de redare. Pentru măsurare se utilizează schema de montaj din figura 13.50. Frecvența la care se face măsurarea corespunde cu frecvența înregistrată pe prima parte a benzii de referință. Dacă se măsoară dinamica canalului de redare, se recomandă ca aceasta să se facă în două situații: cu mecanis- mul de antrenare oprit și apoi pornit. Reglajele de ton și volum sînt pozi- ționate potrivit indicațiilor date la măsurarea caracteristicii de frecvență. 25 - c. m 385 g. Măsurarea distorsiunilor de neliniaritate Această măsurare se face cu montajul din fig. 13.50, completat cu un distorsiometru conectat în derivație pe VE₂. Măsurarea șe face la frecvențe cuprinse între 300—1 000 Hz, înregistrate în prealabil pe bandă de la gene- ratorul de AF. Reglajele de volum și ton rămîn poziționate potrivit indi- cațiilor date anterior. Valorile distorsiunilor citite la aparatul de măsurare nu trebuie să depășească 1,5% la magnetofoanele stereofonice, 3% lamagne- tofoanele profesionale și 5% la magnetofoanele pentru marele public (de amatori). h. Măsurarea puterii de ieșire Măsurarea se face la magnetofoanele prevăzute cu amplificator de putere. Rezistența de sarcină înlocuiește difuzorul și are valoarea egală cu impe- danța bobinei difuzorului la 1 000 Hz. Sefolosește montajul din figura 13.50, completat cu distorsiometrul. Reglajul de volum se poziționează astfel ca distorsiunile să nu depășească valorile admisibile indicate de fabricant. Se citește tensiunea la bornele rezistenței R, la VE₂. Raportul definește puterea de ieșire Pᵢₑ,. i. Măsurarea impedanței de intrare și de ieșire a magnetofonului Se realizează montajul din figura 13.51. Măsurarea se face la frecvența de 1 000 Hz. Se reglează rezistența variabilă etalonată RV₁ pînă ce voltme- trele electronice VE± și VE₂ indică aceeași tensiune. Valoarea rezistenței RV₁ în această situație reprezintă tocmai modulul impedanței de intrare a magnetofonului. Pentru măsurarea impedanței de ieșire se reglează R V₂ pînă ce voltme- trul electronic conectat la ieșire indică jumătate din tensiunea măsurată Fig. 13.51. Montaj pentru măsurarea impedanței de intrare și ieșire. 386 în gol la ieșire. Valoarea rezistenței RVS obținută în această situație repre- zintă modulul impedanței de ieșire. Măsurarea se face pentru ieșirea din linie și difuzor, dacă magnetofonul este prevăzut cu amplificator de putere. j. Măsurarea curenților din capetele de înregistrare și ștergere Pentru măsurarea curenților se aplică metode indirecte. Se măsoară căderea de tensiune la bornele rezistenței R cu ajutorul voltmetrului electro - nic. Voltmetrul electronic trebuie să măsoare tensiuni pînă la frecvențe de cel puțin 100 kHz. Schema de montaj este dată în figura 13.52. Rezistența R Fig. 13.52. Montaj pentru măsurarea curenților din înfășurările capetelor de Înregistrare și ștergere. este de valoare mică și cunoscută. Raportul dintre U citit la VE și R defineș- te curentul prin înfășurarea capului. Dacă înfășurarea nu are punct de masă, măsurarea se face cu ajutorul unui instrument echipat cu termocuplu. Măsurarea curentului de polarizare se face în lipsa semnalului de AF. Pen- tru măsurarea curentului de AF se elimină curentul de polarizare intercalînd între rezistența R și VE un filtru trece-jos sau șuntînd rezistența R cu un condensator a cărui reactanță la frecvența curentului de polarizare să fie de cel puțin 20 ori mai mică decît R. Valoarea normală a curentului de polarizare trebuie să fie de 2—4 ori mai mare decît valoarea curentului de AF. în general, curentul de ștergere este de 40... 50 mA, iar curentul de polarizare de 1,1... 1,7 mA. Frecvența curentului este cuprinsă între 30 și 100 kHz și trebuie să fie de cel puțin 5 ori mai mare decît frecvența audio maximă. k. Măsurarea diafoniei la magnetofoanele stereofonice Pentru măsurare se folosește o bandă de referință, pe o porțiune a ei înregistrată pe canalul din stînga și neînregistrată pe canalul din dreapta și pe restul invers. Se măsoară la ieșirea canalului de redare nivelul corespun- zător porțiunii înregistrate și nivelul corespunzător porțiunii neînregistrate. Raportul tensiunilor exprimat în decibeli măsoară diafonia. 387 1. Măsurarea eficacității reglajului automat de nivel Unele magnetofoane au amplificatorul de înregistrare prevăzut cu etaj de reglare automat al amplificării. Măsurarea se face variind amplitu- dinea semnalului de la intrare în anumite limite. Pentru variațiile semnalu- lui de intrare se măsoară variațiile tensiunii de ieșire la voltmetrul electro- nic. Diferența dintre domeniile de variație a semnalului de la intrare și de la ieșire exprimată în decibeli măsoară eficacitatea circuitului de reglaj. Astfel, la o variație de 30 dB a semnalului de intrare rezultă o variație de 2,5 dB a semnalului de ieșire (30—2,5 = 27,5 dB). 3. ROLUL PIESELOR SI INFLUENTA MODIFICĂRII PARAMETRILOR ACESTORA ASUPRA PERFORMANȚELOR MAGNETOFONULUI a. Banda magnetică Banda magnetică poate provoca distorsiuni de frecvență, de nehnia- ritate, fluctuații și zgomote. Distorsiunile de frecvență se datoresc fenomenului de demagnetizare și de pătrundere a magnetizării în stratul activ. Pătrunderea este mai mică la frecvențe ridicate și mai mare la frecvențe joase. Distorsiunile de frec- vență cresc dacă suprafața activă nu este suficient de netedă. Distorsiunile de neliniaritate se datoresc neliniarității curbei de mag- netizare a benzii. Zgomotele sînt provocate de starea de prelucrare a stratului activ. Dacă suprafața nu este prelucrată, crește zgomotul benzii și uzura capetelor magnetice. Fluctuațiile apar datorită oscilațiilor longitudinale ale benzii, pe o frecvență cuprinsă între 1 000 și 3 000 Hz. Acestea sînt înlăturate cu ajuto- rul rolei mobile de ghidare. b. Capetele magnetice • Capul de înregistrare. Sensibilitatea capului de înregistrare depinde de lungimea întrefierului posterior și de dimensiunile geometrice ale între- fierului de lucru. O adîncime mai mică a întrefierului de lucru și o lățime mai mare face să crească sensibilitatea. Uzura capului contribuie la creș- terea sensibilității; în schimb, se înrăutățește caracteristica de frecvență în domeniul frecvențelor audio înalte. O lățime mai mare a întrefierului posterior exclude saturarea miezului de către curentul de polarizare, contribuie la liniarizarea curbei de răspuns și înlătură apariția inducției remanente, micșorînd în schimb sensibilitatea. Inductanța înfășurării cu rezistență mică este cuprinsă între 3 și 10 mH. O inductanță mai mare (curentul dependent de frecvență) afectează carac- teristica de frecvență și mărește pericolul rezonanței în domeniul audiofrec- vențelor sau al semnalului de polarizare. O valoare mai mică nu asigură curentul necesar de înregistrare și înrăutățește raportul semnal/zgomot. 388 Capul de redare. Un întrefier mai mare (uzura capului) contribuie la creșterea distorsiunilor de frecvență. Atenuarea frecvențelor înalte audio nu trebuie să depășească 2.. .4 dB pentru magnetofoanele profesionale și 5... 10 dB pentru cele de amatori. Capetele cu impedanță mică au inductan- ța cuprinsă între 50 și 100 mH, iar cele cu impedanță mare au inductanță de maximum 2—3 H. La capetele de redare stereofonică, acțiunea unei piste asupra celeilalte este foarte puternică. Din această cauză, cele două jumătăți de capete tre- buie să fie ecranate. Se recomandă ca atenuarea de diafonie să nu fie mai mică de 35 dB (preferabil 50 dB). La redare niveluri furnizate de cele două capete nu trebuie să difere cu mai mult de 1 dB (nivelul corespunde tensiunii măsurate la 12 kHz și la 1 kHz). Fantele capetelor trebuie să fie coliniare. Decalajul admisibil este de ± 2(i. Dereglarea capului de redare înrăutățește caracteristica de frecvență (la frecvențe joase) și micșorează sensibilitatea. ț Capul de ștergere. Inductanță înfășurării este cuprinsă între 2 și 6 mH. în multe cazuri înfășurarea face parte din circuitul rezonant al oscilatorului. O valoare mai mică a întrefierului pentru o viteză mare de deplasare a benzii înrăutățește ștergerea benzii. Puterea absorbită de la oscilator de către capul cu impedanță mică este de 2.. .4 W (tole din ferosiliciu sau permaloi) și de 0,1.. .0,2 W pentru miezuri de ferită. O valoare mai mare sau mai mică a puterii absorbite modifică condițiile de funcționare ale oscilatorului și înrăutățește înregis- trarea semnalelor pe bandă. • Capul combinat (universal). Utilizarea capului combinat cu impe- danță mare reclamă ca frecvența oscilatorului să nu depășească 50 kHz, de- oarece inductanță împreună cu capacitățile parazite pot duce la circuite rezonante a căror frecvență proprie să corespundă cu a oscilatorului sau cu frecvențe din domeniul audio. • Ecranele capetelor și bobina de compensare a brumului. Ecranele pentru capul de înregistrare și redare, ca și cele pentru capul combinat, au rolul de a diminua acțiunea cîmpurilor perturbatoare provocate de motoare, de transformatoare și de electromagneți. în general capul de redare și capul combinat reclamă o dublă ecranare. Ecranul capului de ștergere servește la anularea cîmpului provocat de curentul din circuitul de ștergere. Bobina de compensare este alcătuită din cîteva spire conectate în serie cu înfășurarea capului de redare. Tensiunea indusă în bobină anulează acți- unea tensiunii perturbatoare induse în înfășurarea capului de redare. Conectarea inversă a bobinei de compensare, precum și modificarea poziției acesteia, accentuează semnalele perturbatoare și brumul la redare. c. Mecanismul de antrenare Indicațiile date în paragraful D.3. e, privitoare la motoarele electrice de antrenare, rămîn valabile și la magnetofoane. Dacă magnetofonul este prevăzut cu motoare separate de înfășurarea benzilor, atunci se impune ca acestea să aibă caracteristica lentă (turația să scadă odată cu creșterea cuplului de sarcină) și cuplul de frînare constant (fără oscilații). Cuplul de pornire trebuie să fie suficient de mare pentru a înfășură banda fără să se formeze bucle. Motorul magnetofonului alimentat de la baterii sau acumula- 389 toare este prevăzut cu regulator centrifugal combinat cu reglaj electric (fig. 13.36). Viteza de rotație se reglează din șurubul regulatorului centri- fugal (punctul 1) cu ajutorul șurubelniței. în circuitul motorului de curent continuu se plasează o rețea de anulare a paraziților (de deparazitare). • Axul de antrenare. Diametrul axului este de minimum 2,5 mm și maximum de cîteva zeci de milimetri. O valoare mai mică nu poate asigura antrenarea benzii fără alunecare și în plus se poate îndoi, ceea ce se manifestă prin fluctuații de viteză. O valoare mai mare duce la creșterea dimensiunilor mecanismului de antre- nare. Precizia de prelucrare a diametrului este de 0,02 % la magnetofoanele profesionale. Excentricitatea este de același ordin de mărime. La magne- tofoanele de amatori, toleranțele sînt de cîteva ori mai mari. O precizie mai mică și o excentricitate mai mare se manifestă prin modi- ficarea vitezei nominale și prin fluctuații de viteză (distorsiuni, zgomote etc.). • Rola presoare. în timpul înregistrării sau al redării, rola presează banda pe axul de antrenare. Eola este realizată din cauciuc și are în inte- rior o bucșă metalică. Eola se poate roti liber în jurul axului ei. Supra- fața rolei trebuie să fie paralelă cu suprafața axului de antrenare. Supra- fața de presare nu trebuie să aibă excentricități mai mari de 20 O excen- tricitate mai mare duce la creșterea factorului de fluctuație. Excentrici- tățile se pot datora apăsării rolei pe ax în timpul nefuncționării magne- tofoanelor (se produc deformări permanente). • Ghidajele benzii. în lungul traseului benzii, mai ales în punctele de schimbare a direcției, se amplasează role de ghidaj mobile sau știfturi de ghidare. Gradul de prelucrare a acestora trebuie să fie foarte mare. Condi- țiile sînt mai severe la înregistrarea pe patru piste. Un joc pe verticală de 0,1 mm al benzii produce o scădere a semnalului la ieșire de 10%. Excentricitățile ghidajelor duc la creșterea factorului de fluctuație. • Dispozitivele de înfășurare și de frînare. Eolul acestora și condițiile de funcționare au fost prezentate în cadrul capitolului. d. Echipamentul electronic Amplificatoare de înregistrare și redare. Amplificatoarele utilizate la magnetofoane prezintă unele particularități față de amplificatoarele de AF din radioreceptoare, în raport cu care se impun condiții suplimentare. Astfel, amplificatorul de redare trebuie să răspundă la următoarele con- diții tehnice : raportul semnal/zgomot cît mai mare; coeficientul de distor- siuni neliniare mult mai mic decît valoarea distorsiunilor neliniare introduse de bandă; caracteristica de frecvență trebuie să fie conform normelor și să poată fi reglată. Printre măsurile care se iau pentru a asigura aceste condiții, se numără : utilizarea elementelor active (tuburi, tranzistoare) cu zgomot minim, încăl- zirea filamentelor în curent continuu, simetrizarea circuitului de încălzire a primului tub amplificator, ecranarea capului de redare etc. Caracteristicile de frecvență normate pentru diferite viteze ale benzii trebuie să arate ca în figura 13.28 șiîn figura 13.53. Acestea se pot deduce prin 390 calcul, deoarece corespund cu variația impedanței unui circuit electric RC (fig. 13.53, 5). Constantele de timp normate r = RC ale circuitului de- termină aliura curbei la diferite viteze (fig. 13.53, b). d8 A 0,03! 0/1 3 5 IO ÎS kHz a) C R Z- tOOys/a 9,5 cm/s Z - 7Ojus /a I9.05cm/s 5-35ps /a 76,2; 38,1 cm/s Fig. 13.53. Caracteristicile de frecvență : a — normate de 01BT pentru diferite viteze; 6 — graficul modulului impedanței Z eimilar caracteristicilor de frecventa. Amplificatoarele de înregistrare prezintă următoarele particularități: etajul final lucrează pe sarcină inductivă (capul de înregistrare) ce variază cu frecvența; caracteristica de frecvență trebuie să aibă o anumită formă; trebuie să permită polarizarea benzii prin suprapunerea curentului de frecvență ultraacustică peste curentul de audiofrecvență în capul de înre- gistrare ; este prevăzut cu reglaj automat al amplificării. Realizarea caracteristicii de frecvență conform normelor reclamă dife- rite soluții tehnice ca : utilizarea circuitelor de corecție în etajele de ampli- ficare, circuite de corecție conectate în serie cu înfășurarea capului de înre- gistrare; introducerea circuitelor de reacție negativă dependente de frec- vență ; circuite de divizare dependente de frecvență; alegerea impedanței etajului final de valoare mult mai mare decît impedanța înfășurării capului de înregistrare etc. Circuitul de reglaj automat al amplificării are rolul de a menține nivelul constant al semnalului la înregistrare. Prin aceasta se evită saturarea miezu- lui capului de înregistrare și, implicit, se înlătură distorsiunile. Circuitul se caracterizează prin doi parametri : domeniul de variație a semnalului de intrare (40 dB) pentru o variație minimă a semnalului de ieșire (2 dB) și constanta de timp în care reacționează circuitul (150 ms). în figura 13.54 este prezentată schema unui circuit de reglaj automat al amplificării echi- pat cu tranzistor npn. Reglajul constă în modificarea rezistenței de la intrarea amplificatorului de înregistrare în funcție de polarizarea tranzis- torului. Polarizarea este comandată de semnalul dela ieșirea amplificatorului. ț Amplificatoare și preamplificatoare nou introduse în echipamentul electronic al magnetofoanelor. în ultimul timp circuitele integrate sînt introduse tot mai mult în amplificatoarele pentru magnetofoane și caseto- foane monofonice și stereofonice. Circuitul integrat TAA 310 montat ca preamplificator realizează o amplificare de 64 dB cu distorsiuni pînă la 0,5% la 1 kHz. Acesta conține cinci tranzistoare npn, patru diode și 391 I ig. 13.54. Schema de principiu a circuitelor de reglaj automat al amplificării. patru rezistențe. Circuitele de alimentare și de corecție se conectează la bornele de ieșire distribuite la 10 piciorușe similar ca la tuburi. Circuitul integrat MC 1303 cuprinde două amplificatoare de tensiune identice. In figura 13.55 este reprezentată o secțiune a amplificatorului hi- brid realizat cu circuitul integrat MC 1303. Acesta realizează o amplificare de 34 dB la 1 kHz. Tensiunea de intrare maximă este de 100 mVₑ/. Tensiunea de ieșire ma- ximă este de 5 Vₑf cu distorsiuni de 0,1% la 1 kHz. Raportul semnal)zgomot este în jur de 70 dB. Fi» 13.55. Schema preamplificatorului de magnetofon cu circuit integrat. 392 Bolul pieselor și al elementelor de circuit pentru amplificatoarele de magnetofon corespunde în linii generale cu prezentarea făcută în capitolul 9 la amplificatoare de AF, cu precizările făcute privitor la circuitele de corecție. • Amplificatorul combinat utilizat în magnetofoanele destinate ma- relui public (de amatori) acumulează particularitățile ambelor amplifi- catoare. • Indicatorul de nivel servește la controlul curentului de înregistrare. Acesta poate fi de tipul cu indicator optic (ochi magic) de tip analogic, cu instrumentul de măsurare cu ac indicator, sau cu tuburi cu descărcări în gaze sau cu neon. Defectele pot fi puse în evidență în procesul de înregis- trare după variația sectoarelor luminoase, după deviația acului sau după luminozitatea becului. • Oscilatorul de frecvență ultra acustică. Acesta asigură ștergerea benzii și curentul de polarizare la înregistrarea benzii. Condițiile tehnice im- puse sînt următoarele : puterea debitată să corespundă consumului preluat de capul de ștergere și de înregistrare; amplitudinea și frecvența să fie stabile dacă se modifică regimul de lucru în anumite limite; coeficientul de distorsiuni să fie minim. Frecvența oscilatorului este cuprinsă între 30 și 100 kHz. în general, frecvența se alege în funcție de viteza de deplasare a benzii și de dimensiunile întrefierului capului de ștergere. Ea trebuie să fie de cel puțin 5 ori mai mare decît frecvența audio maximă înregistrată și redată de magnetofon. O va- loare mai mică înrăutățește ștergerea dacă întrefierul are lățime mică iar banda se deplasează cu viteză mare. O valoare mai mare a frecvenței face să crească pierderile în circuitul de ștergere (în capul de ștergere) și ca urmare rezultă o supraîncărcare a oscilatorului. Puterea debitată este cuprinsă între 2 și 4 W sau 0,1 și 0,2 W, în funcție de materialul din care este confecționat circuitul magnetic al capu- lui de ștergere și de frecvența oscilatorului. O putere mai mică oscilatorului nu asigură ștergerea benzii și nici curentul de polarizare optim. Curentul de polarizare trebuie să fie de 2—4 ori mai mare decît curen- tul de AF din înfășurarea capului de înregistrare. O valoare mai mare a curentului de polarizare înseamnă înrăutățirea caracteristicii de frecvență în domeniul frecvențelor audio înalte. O valoare mai mică înrăutățește raportul semnal/zgomot (dinamica). Coeficientul de distorsiuni nu trebuie să depășească 1%, deoarece o asimetrie de acest ordin face să crească nivelul de zgomot cu aproximativ 4 dB. 4. LOCALIZAREA DEFECTELOR LA MAGNETOFOANE. ÎNLĂTURAREA DEFECTELOR Localizarea defectelor. Metoda de localizare a defectelor la magneto- foane presupune următoarea succesiune; verificarea sumară a magneto- fonului ; determinarea simptomului și încadrarea defectului în categoria celor : mecanice, electrice sau electronice; localizarea defectului la niveul piesei, repararea sau înlocuirea piesei; verificarea calității reparației. 393 a. Verificarea sumară • Verificarea părții mecanice. Verificarea sumară a magnetofonului semnalează unele deficiențe ale sistemului de antrenare și ghidare a benzii, ca : uzura înaintată a capetelor și eventuale dereglări ale poziției acestora față de bandă ; prezența depozitului de murdărie (oxid de fier) pe rolele și știfturile de ghidare, pe axul de antrenare și rola presoare, inclusiv pe cape- te ; alunecări ale pieselor antrenate prin fricțiune. Se verifică de asemenea cuplajele, eficacitatea frînelor, starea rolei presoare și a curelelor de trans- misie, acționarea dispozitivelor de comandă, acționarea rapidă înainte și înapoi a rolelor de înfășurare etc. înainte de verificarea propriu-zisă a magnetofonului, se va proceda la efectuarea unor operații de întreținere curentă a părții mecanice ca : ungerea cu ulei pentru mecanisme fine a punctelor indicate în instrucțiunile de întreținere (lagăre, părți mobile), curățirea și spălarea cu alcool a pieselor de cauciuc și material plastic precum și a suprafețelor cu fricțiune ale mecanismului de antrenare în vederea înlăturării urmelor de ulei și grăsime așa încît alunecarea să fie minimă, curățirea de oxid de fier a părților care vin în contact cu banda, prin spălare cu alcool sau tetraclorură de carbon, demagnetizarea pieselor din materiale feromagnetice (în special a capului de înregistrare). Defectul poate să afecteze mecanismul de antrenare sau echipamentul electronic. Modul cum este antrenată banda constituie un indiciu asupra funcționării părții mecanice. Defectele echipamentului electronic pot fi localizate odată cu veri- ficarea părții de înregistrare și de redare. Dacă redarea se face corect, în- seamnă că partea de înregistrare este defectă. Mai dificilă devine verifica- rea înregistrării dacă partea de redare este defectă. în acest caz se apelează la un alt magnetofon. Starea de funcționare a amplificatorului de înregis- trare se poate constata la indicatorul de nivel dacă acesta funcționează corect. Dacă se constată că înregistrarea se face corect, defectul trebuie căutat în partea de redare. Unele magnetofoane au în schema electrică o parte comună pentru înregistrare și redare. Orice defect care apare în această parte a schemei afectează atît înregistrarea cît și redarea. b. Determinarea cauzei simptomului Dacă defectul nu poate fi localizat printr-o verificare sumară, se proce- dează la măsurările mecanice de control și la verificarea performanțelor mag- netofonului potrivit condițiilor și metodelor prezentate în cadrul capitolului. După măsurarea și verificarea acestora și corelînd rezultatele dobîndite cu rolul și influența modificării parametrilor pieselor, se poate determina obiectiv cauza simptomului și implicit piesa defectă. Subiectiv, simptomul ca formă de manifestare acustică poate duce la localizarea piesei defecte dacă se cunoaște bine funcționarea piesei și manifestările acustice provocate de aceasta la ieșirea ei din toleranțe. Factorul de fluctuație are valoare mare. Cauze principale : rolele de înfă- șurare deformate, rola presoare murdară sau deformată (prezintă depuneri de oxid de fier, pete de ulei sau grăsime); axul de antrenare este deformat 394 sau murdar; lagărele pieselor în mișcare neunse; lagărele motorului și ale axului de antrenare neunse ; tensiunea mecanică în bandă prea mare ; bandajul rolelor intermediare și curelele de transmisie patinează (alunecă) datorită urmelor de ulei sau grăsime. Pentru localizarea piesei este suficient să se urmărească frecventa fluctuațiilor. Astfel axul de antrenare provoacă o fluctuație cu frecvență mai mare rola presoare — cu frecvență mai mică, iar rolele de înfășurare cu frecvență variabilă și, concomitent, variația tensiunii mecanice în bandă. Viteza de antrenare a benzii, necorespunzătoare. Cauze principale : vari- ația sau schimbarea frecvenței rețelei pentru motoarele sincrone sau asin- crone, schimbarea tensiunii de alimentare, lagărele pieselor în mișcare ne- unse, rola presoare, și rolele intermediare cu bandaj de cauciuc prezintă urme de ulei sau grăsime, arderea unei înfășurări a motorului sau spire în scurtcircuit. Atenuarea frecvențelor înalte (sunetul este înfundat sau cu scîrțîituri la redare). Cauze posibile : suprafața de lucru a capetelor este murdară, capul combinat sau capul de redare este uzat sau dereglat, eventual magnetizat. Ștergerea incompletă sau deloc a înregistrării precedente. Cauze princi- pale : suprafața capului de ștergere murdară ; modificarea poziției; oscila- torul nu funcționează sau funcționează defectuos ; contactele comutatorului defecte. Banda nu se mai înfășoară pe ruloul receptor sau debitor. Cauze posibile : transmisia de la motor defectă, frînele dereglate, cuplajele defecte. Nivelul semnalului redat este scăzut. Cauze posibile : curentul de pola- rizare este diferit de cel optim, defecte la amplificatorul de redare, tensi- unea de alimentare necorespunzătoare, defecte ale capului de redare sau ale capului combinat. Coeficientul de distorsiuni neliniare este măre. Distorsiunile pot fi pro- duse la înregistrare și la redare. Dacă la redarea benzii de referință distor- siunile sînt normale, defectul revine părții de înregistrare. în afară de defec- tele specifice amplificatoarelor echipate cu tuburi electronice sau cu tran- zistoare, mai pot interveni următoarele cauze : asimetria curentului de po- larizare, valoare prea mică sau întreruperea curentului de polarizare, în- registrarea benzii cu nivel prea mare, pătrunderea curentului de frecvență ultraacustică în etajele de AF datorită defectării circuitului de rejecție sau datorită defectelor survenite la dispozitivele de ecranare. Nivelul de zgomot de rețea ridicat. în afară de defectele specifice ampli- ficatoarelor și ale etajului de alimentare, mai pot interveni următoarele cauze : dereglarea bobinei de compensare a brumului, poziția incorectă sau întreruperea de la masă a ecranelor capetelor de înregistrare și redare (sau combinat); legături greșite între magnetofon și sursa de program. Microfonie pe poziția de redare la nivel mare. Cauze posibile : microfo- nia elementelor active sau a pieselor (tuburi, tranzistoare) sau existența contactelor imperfecte. Semnalul redat este însoțit de fîșîitputernic. Acesta sepoatedatora benzii, amplificatoarelor sau unor cauze specifice magnetofonului ca : asimetria curentului de polarizare magnetizarea accidentală a pieselor cu miezuri magnetice de pe traseul benzii. Dacă audiția este însoțită de zgomote, urmează să se localizeze sursa acestora. Dacă magnetofonul, în stare de funcționare fără să antreneze 395 banda, nu provoacă zgomote, înseamnă că acestea sînt produse de bandă. Dacă zgomotele persistă, se fac verificările : cu motorul în funcțiune, fără antrenarea benzii; cu motorul în funcțiune cu antrenarea benzii; cu moto- rul în repaus cu și fără scurtcircuitarea înfășurării capului de redare. e. înlăturarea defectelor • înlăturarea defectelor electrice și ale echipamentului electronic. Defectele se înlătură după indicațiile date la picupuri. După localizarea piesei defecte la nivelul etajului, urmează fie înlocuirea, fie repararea aces- teia potrivit indicațiilor date la radioreceptoare. • înlăturarea defectelor mecanice. Defectele mecanice se înlătură po- trivit indicațiilor date în capitolul 19 și în cadrul acestui capitol. în principal, înlăturarea defectelor constă în ungerea lagărelor, cură- țirea suprafețelor de antrenare prin frecare, reglarea frînelor a tensiunii în bandă reglarea forței de apăsare a benzii pe capetele magnetice (20 — 50 gf) reglarea presiunii rolei presoare pe ax, reglarea traseului benzii încît acesta să nu se deplaseze pe verticală, reglarea paralelismului între rola presoare și axul de antrenare curățirea traseului benzii de particulele de oxid de fier desprinse de pe bandă demagnetizarea pieselor din mate- riale feromagnetice. • Demagnetizarea. Aceasta reclamă respectarea următoarelor indi- cații : magnetofonul este deconectat de la rețea demagnetizorul se conec- tează la rețea la o distanță de 0,5 m de magnetofon, se apropie lent de piesele supuse demagnetizării și se învîrte de 2 —3 ori în jurul acestora, se depărtează lent de acestea printr-o mișcare în spirală pînă la o distanță de 1 m, se repetă această operație de cîteva ori, după care demagnetizorul se deconectează de la rețea la o distanță de cel puțin 0,5 m de magnetofon. • Reglarea capetelor magnetice. Reglarea se face în două situații: dacă acestea au suferit dereglări în timpul exploatării sau dacă sînt uzate și urmează să fie înlocuite. Reglarea constă în : stabilirea paralelismului între suprafața de contact a capetelor și bandă, stabilirea înălțimii capetelor față de bandă și pozițio- narea întrefierului așa încît să fie perpendicular pe bandă. Reglarea se execută acționînd asupra șuruburilor sau a piulițelor de fixare. • Reglarea paralelismului se face deplasînd capul în plan orizontal astfel încît banda să adere cu toată lățimea ei la suprafața de lucru a între- fierului. Controlul se face după urmele lăsate de bandă pe capetele magneti- ce unse în prealabil cu un strat subțire și uniform de albastru de metil. • Poziționarea întrefierului perpendicular pe direcția de deplasare a benzii se face cu ajutorul benzii de referință. în acest scop se folosește sem- nalul corespunzător părții a doua a înregistrării, cu durata de 60 s. Alinierea începe cu capul de redare. Se reglează înclinarea capului pînă ce voltmetrul electronic conectat la ieșire indică tensiunea maximă. Verificarea se face deplasînd banda în sus și în jos pe capul de redare. Dacă în ambele situații indicația scade, înseamnă că reglajul este corect. Ea magnetofoanele prevăzute cu cap de înregistrare separat reglajul acestuia se face după indicația de maxim a voltmetrului conectat la ieșirea amplificatorului de redare. înregistrarea și redarea se fac concomitent. în 396 acest scop, banda neînregistrată trece inițial prin fața capului de înregis- trare, căruia i se aplică un semnal cu o frecvență identică cu cea a semnalu- lui înregistrat pe banda de referință (înregistrarea de 60 sec). • înălțimea capului se reglează cu ajutorul benzii de referință (por- țiune înregistrată timp de 8 secunde, cu frecvențele specifice diferitelor viteze și cu același nivel cu al înregistrării de 60 s). Capul se reglează astfel ca pe ambele poziții ale comutatorului de piste să se obțină aceeași tensiune la ieșire. Capul de ștergere se reglează numai dacă ștergerea se face incomplet, înălțimea capului de ștergere se stabilește după reglarea capului de redare a capului de înregistrare sau a capului combinat. La magnetofoanele cu două sau patru piste, verificarea ștergerii se face după ce în prealabil se înregistrează o bandă pe două piste adiacente. Se redă semnalul înregis- trat pe pista 2 și se notează nivelul semnalului de ieșire. Se șterge înregis- trarea de pe pista 1, după care se redă porțiunea ștearsă. Dacă reglajul este corect, atunci nu se mai aude înregistrarea făcută anterior. în caz con- trar, capul este prea sus sau prea jos. Aceasta se constată la redarea înre- gistrării de pe pista 2 (reglajul de volum la aceeași poziție). Dacă nivelul rămîne neschimbat, capul de ștergere este prea sus, iar în caz contrar este prea jos. • Dozarea curentului de premagnetizare. Pentru dozarea curentului se folosește schema dată în figura 13.52. Se aplică semnal pe poziția de înregistrare și pe diferite piste cu nivel constant (lOOjxV) la frecvențele de 1 kHz și apoi la 7 kHz sau 8 kHz (potențiometrul de volum poziționat la nivelul maxim). Dozarea curentului se face cu ajutorul condensatorului sau cu potent țiometrul. La redare, tensiunile măsurate în punctul de control (de obicei ieșirea etajului prefinal), atît la frecvența de 1 kHz cît și la 7 sau 8 kHz, trebuie să fie aceeași sau să prezinte o abatere de maximum 100 mV(±ldB). Dacă tensiunea măsurată la 7 — 8 kHz este mai mare decît la 1 kHz, înseamnă că valoarea curentului de premagnetizare este prea mică și trebuie mărită. în caz contrar se reduce curentul de premagnetizare. Capitolul 14 REGLAJELE RADIORECEPTOARELOR A. REGLAJELE MANUALE ALE RADIORECEPTOARELOR 1. GENERALITĂȚI Reglajele unui radioreceptor care sînt acționate manual poartă numele de reglaje manuale. Pentru fiecare reglaj manual radioreceptorul trebuie să dispună de un element de acționare. Sînt însă unele cazuri în care același element acționează simultan mai multe reglaje. Reglajele manuale se pot împărți în reglaje cu variație continuă și reglaje în trepte. Reglajele cu variație continuă pot avea ca elemente de acționare potențiometre, conden- satoare variabile, inductanțe variabile (inductometre sau variometre), inductanțe mutuale de cuplaj variabile (prin varierea distanței între două bobine) sau caracteristici de directivitate variabile (cazul antenelor de ferită) sau circuite electronice. Reglajele manuale cu variație în trepte pot avea ca element de acționare comutatoare sau circuite electronice. Cum un radioreceptor trebuie să fie cît mai simplu de reglat, deoarece această operație trebuie să poată fi făcută și de nespecialiști, numărul reglajelor manuale este redus la minimum necesar. Radioreceptoarele pot dispune de următoarele reglaje manuale : reglajul de pornit-oprit, reglajul pe gama de unde, reglajul acordului fin, reglajul de volum, reglajul de ton, reglajul nivelului de reacție (la radioreceptoarele cu reacție), reglajul poziției antenei de ferită, reglajul pentru o funcționare mono sau stereo, reglajul caracteristicii de directivitate a difuzoarelor, reglajul pentru o funcționare pe PIJ sau magnetofon inclus sau exterior. Utilizarea tranzistoarelor și ulterior a circuitelor integrate a permis miniaturizarea aparaturii electronice. Cu toate acestea nu se poate realiza un radioreceptor de dimensiuni foarte mici utilizînd tehnica convențională deoarece componentele prin intermediul cărora urmează a fi efectuate re- glajele radioreceptorului nu pot fi miniaturizate sub o anumită limită, atît din motive de rezistența materialelor (la o acționare manuală mai brutală se pot rupe axele, clapele, butoanele etc.) cît și datorită motivelor ergono- mice (la dimensiuni foarte reduse butoanele, clapele etc. nu mai pot fi acționate comod). Din acest motiv, cît și datorită faptului că sistemele mecanice de reglaj au o viață (durată de funcționare fără defecțiuni) mult mai redusă decît a sistemelor statice, se tinde din ce în ce mai mult la înlocu- irea sistemelor mecanice sau electromecanice, prin intermediul cărora se realizau reglajele radioreceptoarelor cu sisteme statice, deși astfel de sis- 398 teme sînt mai complicate. Prețul de cost în continuă scădere a unor ase- menea sisteme electronice de reglaj manual, concurează introducerea lor pe scară largă. 2. REGLAJUL PENTRU ALEGEREA GAMEI DE UNDĂ Acesta este un reglaj în trepte, fiecare treaptă corespunzînd uneia din gamele de undă în care poate funcționa radioreceptorul. în unele cazuri reglajul pe gama de unde se asociază cu reglajul de pornit-oprit și cu regla- jul pentru o funcționare pe PU sau magnetofon. Reglajul se realizează prin utilizarea unui comutator care va avea afectată pentru fiecare gamă de undă cîte o poziție. Dacă reglajul pe gama de undă este asociat și cu regla- jul de pornit-oprit, comutatorul va trebui să dispună de o poziție în plus în mod similar, pentru funcționarea pe P U sau magnetofon comutatorul trebuie să dispună de poziții în plus. Comutarea gamelor de undă se poate realiza (în ipoteza în care acordul fin se face prin intermediul unui condensator variabil) fie după schema cu bobine în serie, fie după schema cu bobine în derivație. Schema unui circuit de intrare într-un radioreceptor MA cu bobine în serie este prezentată în figura 14.1. Varianta acestei scheme, cu bobinele în paralel, este prezentată în figura 14.2. Schema cu bobine în serie prezintă avantajul că necesită un Fig. 14.1. Schema de principiu a circuite- lor de intrare dintr-un radioreceptor cu bobinele conectate în serie. Fig. 14.2. Schema de principiu a circuitelor de intrare dintr-un radioreceptor cu bobine conectate în paralel. număr mai redus de contacte decît schema cu bobine în paralel și dezavan- tajul că alinierea trebuie efectuată într-o anumită ordine. Astfel, trebuie aliniată întîi gama US și în sfîrșit gama UL. Inversarea acestei ordini duce la o aliniere defectuoasă, deoarece modificarea inductanței bobinelor din gama de US schimbă valoarea inductanței și capacităților parazite pe gama de UM bobinele fiind conectate în serie. Comutatoarele cu game de unde trebuie să dispună de numărul de contacte necesar pentru fiecare poziție. Dacă radioreceptorul este echipat cu amplificator de BF, pentru evitarea reacțiilor parazite comutatorul de unde trebuie astfel realizat încît circuitele de la intrarea etaj ului de BF să nu cupleze parazitar cu cele de la ieșirea acestui etaj. 399 în acest scop, la comutatoarele de tip rotativ se prevăd mai mulți găleți, pe fiecare galet realizîndu-se comutarea unor grupe de circuite. Pentru evitarea cuplajelor parazitare între găleți se montează ecrane elec- trostatice. La comutatoarele de tip claviatură, evitarea cuplajelor parazitare se obține printr-o plasare judicioasă a circuitelor și prin asigurarea unor distanțe suficiente între circui- UL UM Fig. 14.3. Ansamblul comutator de tip claviatură (2 găleți) al unui radioreceptor cu ARF : 1, 2, 3 — trimeri. reglajul de pornit-oprit se face prin tele care s-ar putea cupla para- zitar. Astfel, la comutatoarele de tip claviatură ale radiorecep- toarelor cu amplificator de RF, plasarea pe un galet a circuite- lor se face ca în figura 14.3. Se observă că plasarea circuitelor 2 a oscilatorului local între cir- cuitele de intrare 1 și ieșirea amplificatorului de RF, 3 re- duce la minimum posibilitățile de cuplaj parazitar. După tipul comutatorului utilizat, reglajul manual pe ga- ma de unde se poate face fie prin învîrtirea unui buton, fie prin apăsarea unei clape. Ultima va- riantă este cea mai des utili- zată în prezent, deoarece permi- te trecerea directă la oricare ga- mă de undă fără a mai fi nece- sară trecerea pe alte game, așa cum se întîmplă la comutatoa- rele acționate prin buton. Dacă comutatorul de game de undă contactele alocate pentru punerea și scoaterea din funcțiune a radiorecep- torului trebuie să suporte curenți mult mai mari decît aceia suportați în mod normal de contactele comutatorului de unde. Din acest motiv, în- totdeauna întrerupătorul general este realizat aparte și conectat me- canic la comutatorul de unde. Dacă circuitele de AF trebuie comutate (de exemplu pentru radiorecep- toarele MA-MF) și galetul respectiv al comutatorului se află în apropierea circuitelor de rețea de la întrerupătorul pornit-oprit, circuitele de AF vor trebui ecranate. Pentru a cunoaște gama de undă corespunzătoare fiecărei poziții a comutatorului se utilizează diverse tipuri de indicatoare : pentru comuta- toarele rotative se scrie de obicei pe buton, iar pentru cele de tip claviatură,, pe clape sau pe scara radioreceptorului, în dreptul fiecărei clape. Gamele de undă pot fi comutate și prin intermediul unor sisteme elec- tronice dacă se utilizează diode de comutare. Asemenea diode prezintă în sens de conducție o rezistență de ordinul a 1 Q, iar în sens de blocare o capa- citate de circa 1 pF (rezistența în sens invers fiind foarte mare). Datorită, acestor valori, dioda poate fi utilizată în locul unui contact al comutato- 400 Fig. 14.4. Schemă tipică de comu- tare electronică. rului de game de undă, deoarece introducerea ei în circuit nu modifică sen- sibil factorul de calitate sau acordul circuitului. Evident pentru comutarea gamelor de undă vor fi necesare un număr de diode egale cu numărul con- tactelor comutatorului de comutare. Pentru comutare, dioda trebuie pola- rizată fie în sens de conducție, fie în sens invers. O schemă tipică de utilizare a diodei de comutare este prezentată în figura 14.4. Dacă dioda este blocată, receptorul funcționează pe UL, deoarece bobinele de UM (L^ și UL(L₂) sînt în serie, iar dioda se comportă ca o capacitate de 1 pF în paralel cu L₂. Dacă dioda conduce, bobina L₂ este scurtcircuitată prin intermediul capaci- tății C de valoare mare, astfel încît recep- torul este comutat pe UM. Tensiunea de comutare poate fi obținută de la un circuit bistabil care poate fi astfel realizat, încît comutarea sa dintr-o stare în alta să poată fi realizată la atingerea cu degetul a unei suprafețe de pe carcasa radiorecep- torului. Acest lucru se poate obține dacă se realizează un montaj ca în fi- gura 14.5. Suprafața A sau B ce urmează a fi atinsă se va prezenta cu o Fig. 14.5. Schema unui circuit de acționare a comutării electronice. capacitate de valoare foarte mică, dar a cărei valoare va crește foarte mult la atingerea cu degetul, datorită permitivității relativ mari a dielectricului introdus (degetul). Asemenea circuite prezintă avantajul că se pretează la microminiatu- rizare, la telecomandă, la integrare și are o viață foarte mare (practic neli- mitată). 3. REGLAJUL PENTRU ALEGEREA POSTURILOR FIXE Unele radioreceptoare dispun, în afara sistemului obișnuit de acord, de posibilitatea alegerii directe a postului dorit prin apăsarea unor clape (butoane) sau prin alte mijloace de comutare. Datorită dificultăților de a obține o bună stabilitate a acordului oscilatorului local în general postu- rile fixe se aleg numai în gamele de UM și UL, evitîndu-se gama de U8. 9(1 — a AQA 401 Sistemul prezintă comoditate în exploatarea radioreceptorului. Pentru rea- lizarea posturilor fixe se utilizează un comutator cu un număr de poziții egal cu numărul de posturi fixe. Comutatorul este de tip claviatură pentru a permite alegerea postului dorit printr-o singură manipulare. Radiorecep- torul poate fi construit în următoarele variante : — la apăsarea pe clapa corespunzătoare unui post fix sistemul obiș- nuit de acord se deconectează, radioreceptorul fiind acordat fix pe postul respectiv cu ajutorul unor alte circuite, indiferent de gama de undă în care funcționa și în care este plasat postul recepționat; — se reglează chiar sistemul de acord propriu în poziția corespunză- toare recepționării postului prin intermediul unui sistem mecanic comandat de clapa respectivă. Există două metode principial deosebite pentru realizarea sistemului de posturi fixe. Un sistem realizează recepționarea postului dorit prin acțio- nare mecanică simultană atît asupra comutatorului de game de undă, cît și asupra elementului de acord fin, aducîndu-le în poziția corespunzătoare postului. Celălalt sistem deconectează electric din circuit sistemul obișnuit de acord, introducînd circuite acordate fix pe frecvențele corespunzătoare pentru recepția postului dorit. Pentru posturile fixe se aleg de obicei sta- țiile locale astfel încît recepția să se facă în bune condiții chiar dacă circui- tele sînt puțin dezacordate (prin instabilitatea frecvenței oscilatorului local în funcție de temperatură sau în funcție de tensiunile de alimentare spre exemplu). Dacă radioreceptorul este prevăzut cu amplificator de RF, este rela- t iv greu ca pentru posturile fixe să se comute trei circuite acordate de RF în acest caz, comutatorul pentru posturile fixe ar deveni complicat. Dacă se. ține seamă de faptul că în general pentru posturile fixe se aleg stații de emisie locale, rezultă că această complicație este inutilă. Din acest motiv aproape întotdeauna circuitele pentru posturile fixe nu au amplificator de RF, chiar dacă radioreceptorul este prevăzut cu acest etaj. Circuitele pen- tru posturile fixe au posibilitatea de corectare a frecvenței de acord a circuitului oscilatorului local (datorită instabilității frecvenței oscilato- rului) într-o plajă relativ îngustă. Aceasta se obține, spre exemplu, fie prin răsucirea butonului prin a cărui apăsare s-a făcut comutarea pe postul fix, fie prin intermediul unei chei speciale livrate odată cu radioreceptorul. Circuitele de semnal au însă uneori acordul prereglat fix, neputînd fi acționat din exteriorul radioreceptorului. Din acest motiv, dacă prin utilizarea buto- nului de acord al oscilatorului se schimbă frecvența semnalului recepționat, iar noua frecvență diferă mult de aceea indicată de fabricant, circuitul de in- trare va rămîne dezacordat, ceea ce reduce sensibilitatea radioreceptorului pe acest post fix. Dacă se ține seamă că același post poate fi recepționat în bune condiții prin utilizarea sistemului de acord obișnuit, rezultă că această metodă de obținere a posturilor fixe nu este avantajoasă. în figura 14.6 se prezintă schema etajului schimbător de frecvență dintr-un radioreceptor care are și circuite pentru posturi fixe. Postul fix corespunzător clapei 1 are circuitul de intrare format cu inductanțele Z₁₃ și Z₁₄, iar circuitul oscilatorului local — cu inductanțele Z₂₁ și Z₂₂. Condensatorul semiajustabil care acordă bobina Z₂₂ poate fi ajus- tat prin rotirea butonului corespunzător postului fix. Comutatoarele Ez, K₃ și K₄ fac comutarea de pe posturile fixe pe acordul prin condensatorul 402 Fig. 14.6. Schema electrică de principiu a unui radioreceptor cu posturi fixe la care acest sînt realizate prin intermediul circuitelor electrice comutabile. variabil. Acționarea lor se face la apăsarea oricărui buton al comutatorului de posturi fixe. Un buton de pe această claviatură face comutarea inversă dacă este apăsat. Precum se observă, schema de principiu este relativ complicată, con- ținînd multe circuite și în special multe comutări. Din acest motiv și posi- bilitățile de defectare ale radioreceptorului sînt mai mari. Schema prezintă avantajul că pentru fiecare post fix alinierea se face exact (se recepționează o frecvență fixă). Utilizarea circuitelor electronice de comutare permit efec- tuarea statică a comutării posturilor fixe. 4. REGLAJUL MANUAL AL ACORDULUI FIN Reglajul manual al acordului fin permite alegerea precisă în cadrul unei game de unde — a frecvenței purtătoare de stație de emisie care trebuie recepționată. Elementul de reglaj este fie un condensator variabil, fie o inductanță variabilă, fie un circuit electronic (v. cap. 2). 403 Pentru radioreceptoarele de radiodifuziune staționare sau portabile se utilizează pentru gamele de UL, UM și US ca element de reglaj al acordului fin de obicei un condensator variabil. în cazul radioreceptoarelor de auto- mobil se preferă utilizarea unor inductanțe variabile ca element de reglaj al acordului fin, deoarece sistemul este mai puțin sensibil la vibrații mecanice. în gama de UUS se utilizează fie inductanțe variabile, fie condensa- toare variabile de capacitate redusă. Ținînd seamă de schema-bloc a unui radioreceptor MA-MF mixt (v. fig. 11.2) se observă necesitatea utilizării a două elemente de reglaj fin al acordului: unul pentru MA și unul pentru MF. Pentru radioreceptoa- rele mai puțin pretențioase, acționarea celor două elemente de reglaj mânu-- al al acordului fin JfA și MF se face simultan. Eadioreceptoarele mai preten- țioase utilizează sisteme mecanice de comutare care permit să fie acționat numai elementul de reglaj al acordului fin corespunzător gamei în care func- ționează radioreceptorul. Aceste sisteme uneori sînt cuplate mecanic cu comutatorul de game de undă. Pentru cunoașterea frecvenței pe care este acordat radioreceptorul prin sistemul de reglaj manual al acordului fin se utilizează diverse sisteme numite scale (sau scări). Scala constă dintr-o scară gradată în frecvență sau în lungimi de undă și dintr-un ac indicator. Fie acul indicator, fie scala este mobilă și cuplată cu elementul de reglaj al acordului fin. Cel mai simplu sistem de reglaj manual al acordului fin este realizat astfel: un tmbur trans- parent cu un ac indicator montat rigid pe axul condensatorului variabil și acționat direct. în spatele acestui tambur se află o placă opacă pe care este scrisă scala. Acest sistem, deși foarte simplu, nu este avantajos în cazul gamei US, deoarece o rotație cu un unghi foarte mic duce la o deplasare foarte mare a frecvenței recepționate. Din acest motiv, acordul în gama de US devine foarte dificil. De asemenea, pentru radioreceptoarele mixte (MA-MF) utilizarea acestui sistem ar necesita două butoane pentru reglajul manual al acordului fin, unul pentru MA și unul pentru MF. Scalele radio- receptoarelor moderne sînt realizate dintr-un material transparent (sticlă sau sticlă organică) pe care se înscriu numele unora dintre diversele stații de emisie care pot fi recepționate, precum și scările de frecvență (lungimile de undă) pentru fiecare gamă de undă în parte. Pentru radioreceptoarele MA se utilizează un singur ac indicator, iar pentru radioreceptoarele MA- MF de obicei două ace indicatoare. Un exemplu de scală de radioreceptor modern este prezentat în figura 14.7. Pentru realizarea acționării simultane a elementului de reglaj al acordului fin și a sistemului de afișare se utilizează de obicei sisteme de cuplaj mecanic printr-un fir inextensibil 4 și scripeți 3. Sistemul de acți- onare cel mai simplu este prezentat în figura 14.8. Se utilizează un singur fir 4 (realizat fie din fire de oțel foarte subțiri, răsucite, numit și diamant-liță, fie din fire țesute sau, mai rar, din material plastic) cu ajutorul căruia mișcarea este transmisă de la axul butonului de acord 1 la elementul de reglaj al acordului fin (condensatorul variabil), prin intermediul tamburului 2 și acului indicator al scalei 5. Dacă lungimea scalei este mare, sistemul necesită tamburi cu diametre foarte mari. Pentru a calcula diametrul necesar al tamburului în cazul unui aranjament ca în figura 14.9, se presupune că rotirea axului condensato- rului variabil cu 180° corespunde unghiului de deschidere maxim posibil 404 405 Fig, 14.7. Scala (scara) unui radioreceptor. Fig. 14.8. SistenȚde acționare a scalei cu fir inextensibil. Fig. 14.9. Sistem de acționare cu de- multiplicare a scalei cu fir inextensibil. (unghiul de deschidere este limitat mecanic). în acest caz, lungimea de des- fășurare a scalei atunci cînd 0 este diametrul tamburului 4 va 11: (14-1) 2 în general pentru n grade de deschidere a condensatorului variabil se obține : L = —• (14.1, a) 360 Pentru evitarea utilizării unor tambure de diametre foarte mari se folo- sesc sisteme de demultiplicare. Un exemplu de astfel de sisteme este prezen- tat în figura 14.10. Prin utilizarea tamburului 2, montat solidar pe axul de Fig. 14.10. Schema-bloc a unui circuit electronic de reglaj a acordului fin. acționare a reglajului manual al acordului fin, se obține o demultiplicare. Lungimea de desfășurare a scalei în acest caz va fi : L^k —» (14.2) 360 în care : , diametrul tamburului 2 .. . ₒ. k = —------------------- (14.0) diametrul axului I Sistemele cu demultiplicare utilizează două fire pentru acționare ; de obicei, firul de acționare a acului de scală este din diamant-liță, deoarece trebuie să fie cît mai inextensibil și așa precum se observă din figura 14.S nu suferă îndoiri repetate cu raze de curbură mici, care ar duce la ruperea unui asemenea fir. Pentru firul de acționare a condensatorului variabil, din acest motiv, se utilizează în special materiale textile. Pentru o acționare comodă tamburul 2 se face greu, astfel încît să aibă un moment de inerție mare. în acest fel, rotind brusc axul 1, mișcarea va continua fără a mai fi nevoie de acționarea butonului un timp relativ lung. Astfel se scurtează timpul necesar pentru deplasarea acului indicator al scalei de la un capăt al altul. 406 Un sistem mai avantajos îl constituie utilizarea a două butoane de acționare a reglajului manual al acordului fin : un buton cu demultiplicare redusă și unul cu demultiplicare mare. Pentru deplasarea rapidă a acului indicator al scalei se va utiliza butonul cu demultiplicare redusă, iar pen- tru acordul exact, butonul cu demultiplicare mare. Un asemenea sistem presupune demultiplicarea între axele celor două butoane de reglaj. De obicei cele două butoane sînt plasate pe axe concentrice. Pentru radioreceptoarele moderne reglajul manual al acordului fin se realizează prin intermediul unor sisteme electronice cu diode varycap (v. cap. 2). Acționarea reglajului poate fi realizată prin intermediul unor sisteme statice similare cu acelea prezentate în figura 14.5. Dacă se cunoaște valoarea maximă Vₒ a variației tensiunii de polarizare a diodei varycap care conduce la un ecart de frecvență minim sesizabil (de exemplu 1/10 din lăți- mea unui canal radio) atunci o tensiune în trepte egale cu Uₒ va permite efectuarea reglajului. în acest scop, poate fi utilizat un sistem ca cel pre- zentat în figura 14.10. Un multivibrator va genera impulsuri cu o frecvență suficient de ridicată pentru ca reglajul să poată fi efectuat într-untimp acceptabil. Dacă se atinge cu degetul punctul A impul- surile de la multivibrator vor ajunge la numărătorul rever- sibil acționîndu-1 în sens direct. Cît timp se menține degetul în punctul A numărătorul va primi impulsuri. Numărul de impulsuri totalizat va fi afișat, iar prin intermediul unei matrici decodoare pe rezistența R se va obține o tensiune în scară cu amplitudinea treptei egală cu Uₒ și numărul treptei egal cu numărul de impul- suri din numărător. Aplicarea degetului în punctul B duce la acționarea numărătorului în sens invers scăzînd astfel numărul de impulsuri totalizat. Afișarea poate fi realizată fie cu tuburi cu gaz în sistemul 7 segmente (fig. 14.11), fie cu tuburi Nixie, fie cu diode fotoemi- sive galiu-arsen (LED-uri). Ultima variantă permite microminiaturizarea și este compatibilă cu tehnica circu- itelor integrate. O proiectare judicioasă a circuitului permite afișarea directă a frecvenței recepționate. Se poate observa că sistemul de afișare poate prelua funcția scalei radioreceptorului asigurînd însă o precizie mai bună de citire și o comoditate mai mare atît în efectuarea reglajului cît și în controlul efectuării acestuia. 5. EXTENSIA DE BANDĂ Dacă pentru MA se utilizează același element de reglaj manual a C f² acordului fin, atunci există posibilitatea ca= K², pentru in- min f“ min diferent ce gamă de undă, să fie constant. în acest caz însă gamele nu vor avea aceeași întindere. Astfel, întinderea unei game în frecvență va fi: ⁼ fmax ’ fmtn ' R-fmin fmin ⁼ (^ l)fmln — Rlfmin • (14.4) Se observă că întinderea gamei crește cu cît crește fₘᵢₙ. Din acest motiv numărul de posturi care poate fi recepționat în gama de US este mult mai 4 Fig. 14.11; Compo- nenta de afișare numerică în siste- mul 7 segmente. 407 mare decît cel care poate fi recepționat în gamele de UL și UM. Astfel, reglajul acordului fin în gama de US devine dificil, chiar și atunci cînd există un sistem de demultiplieare, deoarece nu se poate preciza destul de exact poziția unei frecvențe pe scala radioreceptorului datorită jocurilor în siste- mele mecanice de demultiplieare. De asemenea, din cauza vibrațiilor meca- nice, capacitatea condensatorului variabil de acord se va modifica, ceea ce conduce în cazul gamei de US la dezacordul pronunțat al radiorecepto- rului (audiția stației poate chiar dispărea). Pentru evitarea acestor inconveniente unele radioreceptoare împart gama de US în mai multe subgame, realizînd astfel extensia de bandă. Pentru fiecare subgamă va trebui să existe o poziție separată a comuta- torului de game. în unele cazuri subgamele receptorului nu acoperă întreaga gamă de US, ci numai subbenzile alocate radiodifuziunii. Deoarece de obicei și în cazul subgamelor se utilizează același element de reglaj fin al acordului, circuitele de acord se realizează fie cu condensa- toare paralel CT (trimeri), fie cu condensatoare serie Cₚ (pader). în cazul utilizării condensatoarelor trimer, factorul de acoperire va fi: fmax Cv max + Cț i fmin C? mtⁿ + Ct (14.5) Dacă A₂ k 1, atunci rezultă din relația (14.5) o valoare mare pentru condensatorul CT, ceea ce conduce la valori ale inductanței de acord foarte mici. în acest caz, inductanța firelor de legătură devine comparabilă cu inductanța de acord și valoarea frecvenței de acord se va schimba la simpla vibrație mecanică a firelor de conexiune. Din acest motiv utilizarea conden- satoarelor paralel nu este judicioasă decît atunci cînd K₂ diferă puțin de K. în cazul utilizării condensatoarelor serie, factorul de acoperire va fi: Cp maz Cp fmax Cᵥ mgx + Cp _2 r . c fmin ^vmm ^p Cpmin “F Cp ■2 Cg max C^min + Cp Cv min Cv maz + Cp = K²- Cv min + Cᵥ Cv max + Cp (14.6) în acest caz valoarea inductanței necesară în circuit va crește, ceea ce elimină dezavantajele din primul caz. Pentru calculul alinierii se va considera o nouă capacitate a condensa- torului variabil dată de relațiile : C^C, + CT (14.7) în cazul utilizării condensatorului trimer și 0" Cv Cp Cv “I⁻ Cp (14.8) în cazul utilizării condensatorului serie. 408 Dacă valoarea condensatorului C^sauatrimeruluiestemică (sublOOpF), înlocuirea tubului schimbător de frecvență necesită realinierea circui- telor datorită modificării capacității parazite de intrare a etajului. Din acest motiv pentru L₂ a 1 și K > 1, se utilizează o schemă combinată ca în figura 14.13. Se evită astfel dezavantajele celor două metode. Pentru schema din figura 14.12, a C' c„(cᵣ+cᵣ) ₜ (14.9) Cp + Cr + Cᵥ iar pentru schema din. figura 14.12, b C” = CT + (14.10) Cy Cp Dacă7C₂ este foarte aproape de 1, aliniereanu este necesară decîtintr-un singur punct în mijlocul subgamei. în general însă alinierea în cazul subgamelor se face în două puncte sau, pentru subgamele mai întinse în frecvență chiar și în trei puncte. în unele cazuri radioreceptorul dispune de un element de reglaj fin al acordului separat pentru subgamele din gama de US. Valoarea capacității a) b) Fig. 14.12. Circuitele de intrare dintr-un radioreceptor cu extensie de banda : a — cu condensator trimer în paralel pe condensatorul variabil î & — cu condensatorul trimer in paralel pe inductanti. optime pentru acest condensator variabil (dacă reglajul se face prin inter- mediul unui condensator variabil) este Cᵥₘₐₓ = 50.. .80pF. Se poate pre- vedea fie o scală separată pentru aceste subgame, fie o singură scală, prin cuplarea mecanică a axelor celor două condensatoare variabile de reglaj fin al acordului. O altă modalitate de realizare a extensiei de gamă o reprezintă cupla- rea unui mic condensator variabil în paralel cu condensatorul variabil al oscilatorului local. Prin variația capacității acestui condensator variabil se realizează deplasarea frecvenței oscilatorului local și în consecință extensia de gamă. Pentru acest condensator variabil nu poate fi gradată o scală, deoarece acoperirea subgamei datorită acestui condensator depinde de capacitatea condensatorului Cᵣ : x>-2 fmax fmin cᵥ + C, Cᵥ + Ci min 409 Fig. 14.13. Schema de principiu a unui sistem de reglaj manual al volumului compensat. Acest sistem prezintă avantajul căpermite realizarea extensiei de gamă pentru orice frecvență din cadrul gamelor de undă, în schimb este mai sen- sibil la vibrații mecanice și acoperirea subgamei este în funcție de capaci- tatea condensatorului de acord Cᵥ. Din acest motiv numărul teoretic de posturi ce poate fi recepționat în cadrul subgamei crește cu frecvența de acord. Sistemul mai prezintă și dezavantajul că atunci cînd condensa- torul nu are valoarea (notată cu zero pe scala subgamei) pentru care s-a realizat alinierea circuitelor, apar erori de aliniere care reduc performan- țele radioreceptorului. Această reducere este cu atît mai importantă cu cît —-—este mai aproape de 1. un 6. REGLAJUL MANUAL AL VOLUMULUI Reglajul manual al volumului permite ca nivelul puterii de ieșire a radioreceptorului să fie reglat după dorință între zero și nivelul corespun- zător puterii maxime pe care o poate furniza radioreceptorul. Pentru con- trolul nivelului puterii de ieșire este suficient să se controleze amplificarea (sensibilitatea) radioreceptorului. în acest scop se utilizează im atenuator montat în lanțul de semnal. Dacă atenuatorul se introduce la intrarea radio- receptorului, se va evita suprasaturarea etajelor în cazul unui semnal pu- ternic, dar la trecerea de la recepția acestuia la recepția unui alt semnal slab va trebui acționat atenuatorul pentru mărirea sensibilității. în cazul în care nu se crește sensibilitatea radioreceptorului prin manevrarea atenua- torului, semnalul slab nu va putea fi recepționat. în plus, construcția unui atenuator capabil să lucreze într-o gamă largă de frecvențe (150 kHz — 250 MHz) este foarte pretențioasă. O altă posibilitate ar fi introducerea atenuatorului în radioreceptor la intrarea etajelor de AR.În acest caz atenuatorul are o construcție simplă, deoarece trebuie să lucreze într-o bandă redusă de frecvențe (20 Hz — 15 kHz), în schimb există pericolul saturării etajelor dinaintea atenuatorului Ia recepția unui semnal puternic, dacă receptorul nu dispune de RAA. Radioreceptoarele moderne dispun de două elemente de reglaj al amplificării: un sistem de reglaj automat (RAA) și un atenuator acționat 410 manual, montat după etajul de detecție și realizat de obicei printr-un potențiometru. Presupunînd că datorită .RAA-ului tensiunea la ieșirea etajului demo- dulator este aceeași, independent de nivelul semnalului la intrare (cazul ideal), potențiometrul de reglaj manual al volumului trebuie să asigure un reglaj continuu al volumului între nivelul maxim și zero, astfel ca la unghiuri de rotație ale axului potențiometrului egale să existe senzația unei reduceri proporționale a nivelului volumului și să nu introducă distorsiuni. Pentru ca reglajul să fie continuu este necesar un potențio- metru chimic și nu unul bobinat, la care cursorul sare de pe o spiră pe alta. Utilizarea unui potențiometru chimic este indicată și pentru faptul că acesta se prezintă ca o rezistență pură la frecvențe audio, spre deosebire de potențiometrul bobinat care prezintă și o inductanță serie. De asemenea, potențiometrul chimic poate fi construit cu rezistență proprie mare (de ordinul megaohmilor) spre deosebire de potențiometrele bobinate la care rezistența poate fi de maximum 100 kQ. Pentru ca reglajul să se facă începînd de la zero, trebuie ca rezistența măsurată între cursor și capătul rece (pus la masă) al potențiometrului, atunci cînd cursorul se află la acest cap, să fie foarte mică (teoretic zero). în caz contrar, cu cursorul la capătul de masă sensibilitatea va fi diferită de zero. Conform legii lui Weber și Fechner senzația este proporțională cu logaritmul excitației. în consecință, pentru a avea senzația unui reglaj liniar al volumului vor trebui utilizate potențiometre cu o variație logarit- mică a rezistenței în funcție de unghiul de rotație. Urechea percepe diferit fiecare frecvență din banda frecvențelor audi- bile conform curbei de sensibilitate în funcție de frecvență a urechii (v. fig.14.26). Această curbă depinde foarte mult de nivelul semnalului aplicat. Astfel, la nivele mari ale semnalului toate frecvențele vor fi per- cepute aproape la fel, dar în apropierea pragului de audibilitate (nivelul de la care începe percepția senzației) frecvențele audio joase sau înalte vor fi mai slab percepute decît frecvențele audio medii. Pentru a avea aceeași senzație, indiferent de nivelul semnalului, va trebui realizată o compensare a caracteristicii de frecvență în funcție de nivelul semnalului. Un exemplu de schemă de reglaj manual de volum astfel compensat este prezentat în figura 14.13. Circuitul C^Rl va face ca atunci cînd potențiometrul are cursorul mai aproape de capătul de masă (deci la nivele de semnal reduse) tensiunile de frecvența audio medie și înaltă să fie atenuate. Condensatorul C₂ va duce la mărirea tensiunilor de frecvențe audio înalte cu atît mai mult, cu cît cursorul potențiometrului se află mai aproape de capătul de masă, deoa- rece în acest caz reactanța lui C₂ va fi din ce în ce mai mică față de rezis- tența între capătul cald și cursorul potențiometrului. Schema permite Fig. 14.14. Schema-bloc a unui sistem Fig. 14.15. Schema-bloc a unui sistem modern modern de reglaj manual al volumului. de reglaj manual al volumului cu com- pensarea capacității parazite Cₚ. 411 deci o ridicare a nivelului tensiunilor de frecvență audio înalte și joase,, ceea ce realizează compensarea curbei de sensibilitate a urechii. O cauză a distorsiunilor de frecvență a dispozitivului de reglaj a nivelului volumului o constituie și existența capacității parazite de intrare a etajului de AF (fig. 14.14). Din această cauză, pe măsura apropierii cursorului potențiometrului de capătul de masă, frecvențele audio ridicate vor fi mai atenuate, în special atunci cînd potențiometrul de volum are o valoare mare a rezistenței (peste 1 MQ). Pentru ca reglajul de volum să. nu depindă de frecvență ar fi necesară o schemă ca în figura 14.15, la care să fie satisfăcută relația : R₁C₁ = jR₂C> (14.11) Deoarece rezistențele R₁ și R₂ sînt variabile în funcție de nivelul volumului (E₁ + A*₂ = P), relația (14.11) nu poate fi satisfăcută decît pentru o singură poziție a cursorului potențiometrului. Schema din figura 14.13 realizează oarecum și această compensare printr-o alegere judicioasă a condensatorului C₂. Uneori potențiometrul de reglaj al volumului este plasat departe de etajul demodulator sau AF. în aceste cazuri firele de conexiune trebuie ecranate pentru a evita zgomotul de fond de rețea datorită cuplajelor capacitive parazite între aceste fire și conductoarele de filament, spre exemplu. Această precauție este cu atît mai importantă atunci cînd între- rupătorul de rețea se montează tot pe potențiometrul de volum. Reglajul manual al volumului poate fi realizat și prin utilizarea circui- telor electronice, folosind elemente statice de acționare. în acest scop se va utiliza schema din figura 14.10 pentru acționare, iar tensiunea de pola- rizare astfel obținută va servi la comandarea mărimii amplificării unui etaj de AF prin variația pantei acestuia, sau prin variația mărimii unei rezistențe utilizate, fie ca sarcină, fie într-un circuit de reacție negativă.. în ipoteza variației pantei sînt adoptate scheme similare cu acelea utilizate la RAA. în ipoteza variației mărimii unei rezistențe sînt utilizate termistoare încălzite fie de curentul continuu de polarizare, care le stră- bate, fie într-un mod indirect. Pentru a obține gama de variație necesară a volumului cu acest sistem este necesară comandarea amplificării mai multor etaje AF simultan. Schemele unor etaje cu amplificare comandată prin intermediul unui termistor sînt prezentate în figurile 14.16 și 14.17. -—i------------------------& h ffezf's/e^a de jncâ/zire Fig. 14.16. Etaj audio cu cîștig Fig. 14.17. Schema de comandă a cîștigului variabil. unui etaj audio. Spre fens/j/w decan/rc/ 412 7. REGLAJUL MANUAL AL SELECTIVITĂȚII Pentru MA, fidelitatea radioreceptorului depinde direct de banda recepționată. Astfel, cu o bandă de 3 kHz nu vor putea fi redate corect frecventele audio cu o frecventă mai mare ca— B = 1,5kHz. Din acest 2 motiv, pentru o recepție de calitate în cazul MA radioreceptorul trebuie să aibă o bandă largă (teoretic, pentru a recepționa corect frecvențele de 15 kHz, banda ar trebui să fie cel puțin B = 2 fₘₐₓ „Udᵢ₀ = 30 kHz). O bandă atît de largă însă nu permite o bună selectivitate (definită ca atenuarea la ±9 kHz). Astfel, radioreceptoarele de bună calitate trebuie să dispună de sisteme de reglaj manual al selectivității (și deci al benzii recepționate, deoarece curba de selectivitate nu este dreptunghiulară). Sistemele de reglaj manual al selectivității pot fi realizate relativ ușor la radioreceptoarele cu schimbare de frecvență, întrucît la acestea selectivi- tatea depinde în special de caracteristica de frecvență a filtrelor de FI care lucrează pe o frecvență fixă. Modificînd caracteristica de frecvență a acestor filtre se va modifica și curba de selectivitate a radioreceptorului, în majoritatea cazurilor filtrele de bandă de FI sînt realizate din două circuite acordate pe aceeași frecvență și cuplate prin inductanța mutuală. în acest caz o metodă simplă pentru modificarea selectivității radioreceptorului constă în modificarea (între anumite limite) a distanței (cuplajului) între cele două bobine ale transformatorului de FI. La modificarea cuplajului la un singur transformator de FI (primul) se modifica factorul k = y— și deci și kQ. Curbele de selectivitate ale unui transformator de FI în funcție de kQ au fost date în figura 6.4. Dacă se combină curbele a două transformatoare FI în care primul transformator are un cuplaj supracritic (kQ >1) și al doilea un cuplaj critic (kQ = 1), se obține o caracteristică de selectivitate ca în figura 14.18 cu o bandă mai largă. Dacă cuplajul la primul transformator de FI se reduce la subcritic (kQ < 1), curba obținută va fi ca în figura 14.19, iar sensibilitatea radioreceptorului va fi puțin mai redusă decît pentru cazul kQ > 1. u Fig. 14.18. Caracteristica dc acord rezul- tată prin însumarea caracteristicii unui transformator FI cu kQ = 1 și a unuia wkQ> L Fig. 14.19. Caracteristica de acord rezultată prin însumarea caracteristicilor a două transformatoarei'/cu kQ <1 413 Pentru a obține un reglaj manual de selectivitate care să nu defor- meze mult curba de selectivitate se renunță la un reglaj continuu de selec- tivitate, executîndu-se un reglaj în trepte. în acest caz, prin utilizarea unor filtre de FI comutabile, se poate obține o caracteristică de frecvență apropiată de cea ideală atît pentru cazul unei benzi largi de trecere, cît și pentru cazul unei benzi înguste de trecere. Radioreceptoarele moderne dispun de o clapă de pe comutatorul de unde special pentru reglajul de selectivitate. în acest mod se obțin pentru cele două poziții ale clapei, fie o bandă largă (10—14 kHz) (deci selecti- vitate redusă), fie o bandă îngustă (deci selectivitate mărită). Banda largă este necesară în cazul stațiilor locale, pentru îmbună- tățirea fidelității audiției. Din acest motiv, în acest caz se renunță și la obținerea unei sensibilități mari, așa cum este cazul radioreceptorului Rossini-Stereo tip 6001/6002. Pentru poziția corespunzătoare benzii largi se renunță la amplificarea și selectivitatea dată de cel de-al doilea etaj FI (echipat cu tubul EB'E 80), tensiunea de AF obținîndu-se cu un etaj de modulator MA separat. Pentru poziția corespunzătoare benzii înguste intră în funcțiune și cel de-al doilea etaj de FI, tensiunea de AF obținîndu-se de la un alt etaj demodulator MA. Utilizarea a două etaje de modulatoare este justificată întrucît înlătură necesitatea comutării în FI, comutarea efectuîndu-se în AF. în acest mod se evită cuplajele parazite în FI care ar putea da naștere unor autooscilații. Un alt sistem, mai perfecționat, îl constituie utilizarea filtrelor de FI cu puncte nule. Prin utilizarea acestor filtre se poate îmbunătăți selectivi- tatea radioreceptorului fără a se influența mult asupra benzii de trecere. Principiul acestui sistem se bazează pe utilizarea unor circuite de rejecție care îmbunătățesc fronturile curbei de selectivitate de FI. în lipsa acestor circuite de rejecție curba de selectivitate are alura curbei 1 din figura 14.20. Fig. 14.20. Caracteristica dc acord a filtrului de banda din figura 14.21 1 — caracteristica de acord iu cazul cînd Kt șl K₂ stat deschise; 2 — caracteristica de acord în cazul cînd si K.ₛ sînt închise. Prin adăugarea circuitelor de rejecție (două circuite) se obține curba 2 care prezintă fronturi mult mai abrupte, fără a micșora însă banda de trecere. Deoarece reglajul unui filtru cu puncte nule ar fi mult îngreuiat dacă frec- vențele de rejecție ar trebui aliniate separat, filtrul se realizează astfel încît alinierea corectă a acestor frecvențe rezultă la reglajul filtrului numai pe frecvența intermediară. în acest scop, anumite elemente ale filtrului (inductanțe, condensatoare) trebuie realizate cu toleranțe foarte mici. 414 Schema Ținui astfel de filtru de FI este prezentată în figura 14.21, el fiind plasat de obicei între etajul schimbător de frecvență și primul etaj de FI. Dacă circuitele inductanțelor L₅, și Z₁₀ ar lipsi, filtrul s-ar prezenta ca un filtru obișnuit de FI în care circuitele și (L₂ + L₃) C₂ ca și circuitele și (Lₛ + Z₉j C₆ ar fi cuplate prin inductanță mutuală, iar circuitele (L₂ + C₂ și ar fi cuplate capacitiv la capătul rece prin C₃. Prezența circuitelor inductanțelor L₅, h₆ și Z₁₀ realizează două cuplaje suplimentare prin inductanța mutuală, care conduc la apariția celor două frecvențe de rejecție /j și f₂ (două puncte nule). Rejecțiile apar datorită faptului că legea de variație cu frecvența a cuplajului capacitiv este inversă față de cea a cuplajului inductiv și cuplajele sînt alese astfel, încît tensiu- nile aduse prin cele două cuplaje să aibă faze contrare la frecvențele care trebuie rejectate. Plasarea corectă a acestor frecvențe de rejecție depinde de valorile elementelor din circuitele suplimentare de cuplaj, precum și de reglajul corect al circuitelor acordate de FI. Reglajul acordului circuitelor de FI se face reglînd poziția miezurilor bobinelor Zₙ L₃, și Z₉, astfel încît nivelul semnalului la ieșirea radioreceptorului să fie maxim, atunci cînd la intrarea etajelor de FI se aplică un semnal FI —MA. Reglajul de selec- tivitate pentru acest tip de filtru se realizează prin deschiderea întreru- pătoarelor și K₂, în care caz filtrul de FI nu mai are puncte nule, caracteristica sa de selectivitate fiind ca în figura 11.20, curba 1. în ultima vreme, pentru realizarea unor circuite cu o curbă de selec- tivitate cît mai aproape de cea ideală, se utilizează în locul filtrelor clasice de FI (cu circuite LC) filtre de FI magnetostrictive sau piezoelectrice (ceramice). Aceste filtre utilizează proprietățile rezonatorilor mecanici care Fig. 14.21. Filtru de bandă de FI cu puncte nule. au factori de calitate foarte mari (5 000 —10 000) și se prezintă ca o casetă capsulată, reglajul pe frecvența de lucru fiind executat la fabricarea filtrului. Dimensiunile acestor filtre sînt mult mai mici decît filtrele LC \ de asemenea, ele sînt mult mai robuste la solicitări mecanice sau termice. Pentru reglajul de selectivitate se comută în lanțul de FI un număr mai mic sau mai mare de astfel de filtre. 415 Datorită performanțelor lor mult îmbunătățite față de filtrele de tip LC, în radioreceptoarele de categoria III (cu performanțe reduse) este suficientă introducerea unui singur filtru de FI piezoelectric sau magneto- strictiv, pentru a asigura selectivitatea radioreceptorului și nu două (aceste radioreceptoare dispun de obicei de două transformatoare de FI). Reglajul de selectivitate se face doar pentru MA, pentru MF îngustarea benzii conducînd la distorsionarea neliniară a semnalului. Reglajul manual al selectivității poate fi realizat utilizînd circuite electronice similare cu acelea prezentate în figurile 14.4, 14.5 și 14.10. în acest caz circuitele pot fi microminiaturizate prin integrare. 8. REGLAJUL PENTRU COMUTAREA ANTENEI EXTERIOARE PE ANTENA DE FERITĂ Fig. 14.22. Caracteristica de direc- tivitate a unei antene de ferită. Radioreceptoarele moderne, în afara reglajul manual al selectivității, trebuie să dispună de un sistem de comutare a radioreceptorului de pe antena exterioară pe antena de ferită, înglobată în radioreceptor. Deoarece antena de ferită are o caracteristică de directivitate ca în figura 14.22, rezultă că pentru recepționarea oricărei stații de emisie este necesară rotirea barei de ferită cu cel puțin 90°. Sistemul de comutare a antenelor execută totodată și rotirea antenei de ferită, astfel încît se evită utilizarea a două comenzi, în radioreceptoarele staționare, utilizarea an- tenei de ferită prezintă următoarele avantaje : — recepția este mai puțin afectată de perturbațiile atmosferice (deoarece acestea au componenta cîmpului electric E mai mare, iar antena de ferită este sensibilă la compo- nenta cîmpului magnetic); — posibilitatea selecției stațiilor cu frec- vențe purtătoare foarte apropiate, dar plasate în direcții diferite utilizînd caracteristica de directivitate a antenei de ferită. Sistemul de rotire a barei de ferită realizează transmisia mișcării tot prin intermediul unui fir flexibil și inextensibil, pe bu- tonul de comandă a acționării fiind înscrise gradațiipentru a permite delimita- rea poziției unghiulare în spațiu a barei de ferită. La capetele de cursă butonul de rotire a barei comută automat radioreceptorul pe antena exterioară. Un exemplu de sistem de acționare a antenei de ferită este dat în figura 14.23. Tamburul gradat 1, plasat pe axul de acționare, servește la indicarea poziției unghiulare a antenei. De pe tamburul 2, solidar cu axul, firul Fig. 14.23. Sistem de rotire mecanică a antenei de ferită. 416 «extensibil 8 trece pe scripeții 3 și apoi acționează tamburul 6, solidar cu bara de ferită. La cap de cursă este acționat comutatorul 5 (chei tele- fonice) de un cioc al tamburului 6. Conexiunile bobinelor de pe bara de ferită sînt aduse la contactele 7, de unde cu fir leonic (pentru a nu se rupe la îndoiri repetate) sînt aduse la comutatorul 5 prin interiorul piesei 8 rotative. 9. REGLAJUL MANUAL AL TONULUI Reglajul manual al tonului permite variația caracteristicii de frec- vență (a fidelității) a radioreceptorului între anumite limite, în scopul asigurării pentru fiecare gen de program (muzica, vorba etc.) a caracteris- ticii de frecvență cea mai potrivită. Reglajele simple de ton acționează doar asupra frecvențelor audio înalte, atenuîndu-le. Un astfel de reglaj este realizat după o schemă de principiu ca în figura 14.24. Valoarea poten- țiometrului P este aleasă mai mare decît rezistența și atunci, indepen- dent de condensatorul dacă cursorul potențiometrului P se găsește la masă, caracteristica de frecvență a etajului de AF echipat cu tubul va fi foarte puțin influențată. Dacă cursorul potențiometrului P se găsește la capătul cald, atunci frecvențele audio înalte vor fi mult atenuate datorită filtrului trece-jos format de rezistența internă a tubului și condensa- torului Cᵥ Valoarea condensatorului se alege astfel, încît să realizeze o modificare convenabilă a caracteristicii de frecvență (frecvența la care apare o atenuare de 3 dB va fi /ₛ = ¹ . Un exemplu de caracteristică 2 n Rj Cj de frecvență în ipotezele de mai sus este prezentată în figura 14.25. Radioreceptoarele moderne asigură reglajul caracteristicii de frec- vență în AF, ținînd seamă de caracteristica de frecvență a urechii. După cum se vede în figura 14.26 pentru a avea senzația unei caracteristici liniare de frecvență, atît frecvențele audio joase cît și cele înalte vor trebui să aibă amplitudini relativ mai mari decît cele corespunzătoare frecvențelor audio medii (800—1 000 Hz). Astfel sînt necesare dispozitivele de reglaj independente atît pentru frecvențele audio înalte, cît și pentru cele cobo- rîte. Deoarece pentru fiecare gen de program corespunde o anumită carac- teristică de frecvență care asigură cel mai bine audierea programului A t/T ' [ 0-------------- xix :: Cj 1 p R3 K---A o---/2-------- J.’ • A K Fig. 14.24. Schema de principiu a unui 12 | 1 reglaj simplu de ton la frecvențe » 1 i audio înalte. --------1---f 50 100 5001000 5000 10000 Fig. 14.25. Caracteristica de frecvență a eta- jelor de AF dotate cu reglajul de ton conform figurii 14.24 : 1 --- cu cursorul potențiometrului de ton ia masă: 2 --- cu cursorul potențiometrului de tou la C. 417 Fig. 14.26. Cai’actei'istica de frecvențf a urechii. Fig. 14.27. Schema de principiu a unui reglaj simplu de ton la frecvențele audio coborîte. respectiv, modificarea caracteristicii de frecvență în funcție de genul de program se execută printr-un comutator numit registru de ton. Utilizarea registrului de ton scurtează timpul necesar reglajului caracteristicii de frecvență atunci cînd se trece de la un gen de program la altul. Registrul de ton poate fi realizat astfel încît să permită și reglajul fin al caracteris- ticii de frecvență atît în domeniul frecvențelor audio înalte, cît și în dome- niul frecvențelor audio coborîte. Un exemplu de schemă simplă de reglaj fin al frecvențelor audio coborîte este prezentat în figura 14.27. Dacă C₂ < Cî, atunci cînd cursorul potențiometrului P se găsește la capătul legat la grila tubului T₂, în paralel cu condensatorul C₂ se va găsi rezistența potențiometrului P, care fiind mare poate fi neglijată. Semnalul de AF din anodul tubului 1\ va ajunge la grila tubului T₂ prin grupul —, R₃. -f- c₂ Deoarece valoarea condensatorului T₂ este mică, constanta de timp c -R₃ = t va fi de asemenea mică și frecvențele audio coborîte Ci + c₂ Vor fi atenuate. Prin mutarea cursorului potențiometrului P la celălalt capăt, capacitatea C₂ este scurtcircuitată, ceea ce duce la creșterea constan- tei de timp v și deci frecvențele audio coborîte nu vor mai fi atenuate. Prin introducerea în cascadă a unui circuit de reglaj la frecvențe audio coborîte și a unui circuit de reglaj la frecvențele audio ridicate se poate obține reglajul caracteristicii de frecvență atît la frecvențele audio cobo- rîte, cît si la frecventele audio ridicate. Conectarea în cascadă a două asemenea circuite se face uneori utilizînd un etaj separator pentru a evita influențarea reciprocă a circuitelor, care ar duce la reducerea performanțelor reglajului. Etajul separator mai servește de asemenea și pentru compensarea atenuărilor introduse la frecvențele medii de circuitele de reglaj a caracteristicii de frecvență. în alte cazuri se folosesc circuite sub formă de punți, care realizează simultan atît reglajul caracteristicii la frecvențele audio coborîte, cît și la frecvențele audio ridicate, compensarea atenuării introduse de acest circuit realizîndu-se în amplificatorul AF. Un exemplu de un astfel de circuit este prezentat în figura 14.28. 418 IFig. 14.28. Schema de principiu a unui circuit dc reglaj separat al caracteristicii de frecvență atît la frecvențe audio înalte, cît și la frecvențe audio joase. • La frecvențele audio medii în ipoteza în care cursoarele potențio- metrelor de reglaj ale caracteristicii de frecvență la frecvențe audio cobo- rîte Pj și de reglaj la frecvențe audio ridicate Pₜ se găsesc la capetele calde, circuitul din figura 14.28 se prezintă ca în figura 14.29, deoarece se pot neglija condensatoarele C₂(Xc₂ <) și C₃(Xc₃ <) și de asemenea cir- cuitul Pₜ — R^ deoarece este mic (XCᵢ >). Deci, la frecvențe audio medii circuitul de corecție introduce o atenuare (fig. 14.29) a (14.12) deoarece Xc^ R₂ + Rₐ. • La frecvențele audio coborîte nu se poate neglija efectul reactan- țelor X^ și Cc*, astfel că schema se prezintă ca în figura 14.30. Neglijînd influența lui C₃ și Rₐ, schema este echivalentă cu schema din figura 14.27 care realizează reglajul caracteristicii de frecvență în domeniul frecven- țelor audio coborîte. Schema din figura 14.28 asigură posibilitatea regla- jului cu o dinamică mai mare datorită existenței circuitului CₐRₐ. Astfel, atunci cînd cursorul potențiometrului se găsește la capătul corespun- zător rezistenței R₂, tensiunile corespunzătoare frecvențelor audio medii sînt atenuate datorită circuitului R₂Cₐ trece-jos. Prezența rezistenței Rₐ face ca acest circuit să aibă o caracteristică de frecvență ca în figura 14.31 (linia plină), cu linia punctată figurîndu-se caracteristica de frecvență Fig. 14.29. Schema echivalentă a schemei din figura 14.28 la frecvențe audio medii in ipoteza în care potențiometrele Pj și Pj au cursoarele la capetele calde. 419 Fig. 14.30. Schema echivalentă a schemei din figura 14.28 la frecvențe audio coborite. Fig. 14.31. Caracteristica de frecvență a circuitului de reglaj a caracteristicii dc ton fin (fig. 14.29). Cu linie. între- ruptă s-a figurat caracteristica de. frec- vență în absența rezistenței J?₃. a circuitului în absența rezistenței ^₃. Atenuarea frecvențelor audio medii face și mai pronunțată dinamica circuitului. Cînd cursorul potențio- metrului P} se află la capătul corespunzător rezistenței R₃, condensatorul C₃ este scurtcircuitat, iar rezistența de grilă va deveni R₃, ceea ce reduce și mai mult constanta de timp a circuitului de grilă (t C₂R₃, deoarece C₁ C₂). în acest fel dinamica circuitului crește. • Pentru frecvențe audio înalte se poate considera schema din figura 14.32, deoarece Xc₂ și pot fi neglijate, iar R₂ > AC₁. Cînd curso- rul potentiometrului Pi se găsește la capătul corespunzător condensato- Fig. 14.32. Schema echivalentă a schemei din figura 14.28 la frecvențe audio înalte. rului Cₛ, rezistența Rₜ este scurt- circuitată și constanta de timp a circuitului de grilă va fi rg= C₅R₃ și, deoarece este mic, tensiunile de frecvență audio medii și coborîte vor fi puternic atenuate. Pe mă- sură ce cursorul potentiometrului Pi coboară către capătul cores- punzător condensatorului C₄ va începe să conteze circuitul filtrului trece-jos R^C^ și tensiunile cores- punzătoare frecvențelor audio ridi- cate vor fi atenuate. Circuitul din figura 14.32 asigură o dinamică mai mare decît circuitul din figura 14.24, deoarece conține două circuite, unul trece-sus C₅R₃ și unul trece-jos C^R^. Registru de ton. în afara circuitelor de reglaj fin al caracteristicii de frecvență, radioreceptoarele moderne dispun și de registru de ton. Un exemplu de schemă de principiu a unui registru de ton este dat în figura 14.33. Circuitele registrului sînt montate de obicei chiar pe comu- tatorul registrului, iar firele de legătură se conectează la radioreceptor prin intermediul unei mufe, astfel încît la scoaterea șasiului din casetă registrul să poată fi ușor deconectat. în schema din figura 14.33 circuitul C^i servește la reglajul fin al caracteristicii de frecvență la frecvențele audio înalte. Mufa este reprezen- tată de contactele ABC. Pe poziția ,,Bas“ caracteristica de frecvență va avea tensiunile corespunzătoare frecvențelor audio coborîte mai mari decît tensiunile pentru celelalte frecvențe, deoarece condensatorul C₈ de valoare 420 Fig. 14.33. Schema de principiu a registrului de ton a radiore- ceptorului Rossini — stereo 6 001/6002. Fig. 14.31. Caracteristica de frecvență pe po- ziția „Bas”. Fig. 14.35. Caracteristica de frecvență pe pozițiile „Jaz” și „Solo”. redusă este scurtcircuitat de comutator. Caracteristica de frecvență va arăta în consecință ca în figura 14.34. Ridicarea caracteristicii la frecvențe joase se face de obicei pe „Bas” cu 6—15 dB la frecvența de 50 Hz. Din acest motiv radioreceptorul trebuie să fie bine ecranat și cablat pentru a nu avea zgomot puternic de la rețea (de 50 Hz care în acest caz va fi amplificat cu 6—15 dB). Pozițiile „Jaz” și „Solo” modifică caracteristica de frecvență în do- meniul frecvențelor audio medii și înalte. Caracteristica de frecvență pentru „Solo” și „Jaz” este dată în figura 14.35. în poziția „Vorbă” caracteristica de frecvență are o bandă mult îngustată (între 200 și 300 Hz pînă la 2 500 — 6 000 Hz). O caracteristică tipică este reprezentată în figura 14.36. Pentru registrele care au o poziție pentru „Orchestră”, caracteristica de frecvență se alege astfel încît să corespundă caracteristicii de frecvență a urechii. în acest mod radio- ascultătorul are senzația unei redări fără distorsiuni de frecvență a progra- mului recepționat. Deoarece reglajele fine ale caracteristicii de frecvență la frecvențele audio înalte și joase se realizează independent de registrul de ton, caracte- risticile de frecvență indicate în figurile 14.34—14.36 corespund situației în care reglajele fine ale caracteristicii de frecvență s-ar găsi în pozițiile corespunzătoare benzii maxime. La unele radioreceptoare se asociază reglajul fin de selectivitate pe JfJL cu reglajul fin al caracteristic; • ie frecvență la frecvențe audio înalte, astfel încît poziția corespunzătoare benzii maxime audio să corespundă și selectivități' minime (benzii maxime a radioreceptorului). Reglajul manual al mnului poate fi realizat și prin intermediul circuitelor electro- nice conform principiilor prezentate în schemele din figurile 14.4, 14.5 și 14.10. 10. REGLAJUL MANUAL AL ECHILIBRĂRII CANALELOR STEREO (BALANSUL STEREO) Radioreceptoarele „stereo” dispun de două canale în audiofrecvență. Întrucît nu totdeauna echipamentul poate fi realizat perfect simetric, se introduce un reglaj al sensibilității pe fiecare canal acționat însă dife- 422 rențial printr-un singur sistem de acționare. în acest mod se poate regla după dorință, cu limite de 10—20 dB sensibilitatea unui canal AF în raport cu celălalt. în general sînt utilizate în acest scop potențiometre liniare. Plasarea cursorului potențiometrelor în poziție mediană corespunde Cana/ dreap/a Fig. 14.37. Reglajul de balans stereo de la radio- receptorul Rossini stereo tip 6 001 /6 002. unui nivel egal de amplificare pe fiecare canal. Deplasarea cursorului fie la stînga, fie la dreapta va duce la creșterea sensibilității unui canal în raport cu celălalt (stînga față de dreapta) sau invers. Schema unui astfel de reglaj este prezentată în figura 14.37. Reglajul manual al balansului stereo poate fi realizat și prin intermediul unor circuite electronice. Utilizarea unor astfel de sisteme permite integrarea completă a circuitelor radioreceptorului, realizîndu-se astfel posibilitatea microminiaturizării. B. REGLAJE AUTOMATE 1. REACȚIA NEGATIVĂ Pentru îmbunătățirea performanțelor receptorului se utilizează reacția negativă care micșorează atît distorsiunile de neliniaritate, cît și cele de frecvență. în același timp se micșorează zgomotul de rețea (brumul) produs de tensiunea rețelei și se asigură în general stabilitatea amplificării. Un alt avantaj rezultă prin introducerea reacției negative este că deși dispersia tranzistoarelor este relativ mare, se obțin scheme cu para- metri reproductivi prin prescrierea unor toleranțe strînse numai cîtorva elemente din circuitul de reacție. 423 în radioreceptoare, reacția negativă se aplică în special la amplifica- toarele de AF pe unul sau mai multe etaje, introducînd în antifază la intrare o fracțiune din semnalul de la ieșire. După modul în care se realizează circuitul de reacție negativă există reacția negativă de tensiune, de curent sau mixtă. Amplificarea fără reacție a amplificatorului este dată de relația : Viei Vie? Vin Us (14.13) Coeficientul de reacție p este dat de raportul dintre tensiunea de reacție aplicată de la circuitul de reacție la intrarea amplificatorului (fig. 14.38) și tensiunea de la ieșirea acestuia Utₑ?. Uᵢₑ, (14.14) unde p poate lua valori de la 0 la +1 și de la 0 la —1, după cum reacția este pozitivă sau negativă. Amplificarea amplificatorului cu circuit de reacție este dată de relația : Vie? __ A Vₜₙ ~ 1 - (± PA) (14.15) deoarece tensiunea la intrarea amplificatorului este compusă din tensiunea de reacție și tensiunea aplicată. Uin = Uₛ + U, = Uₛ ± P Uie?. Reacția este negativă cînd factorul de reacție pA este negativ, adică : A 1 + PA (14.16) Rezultă deci că : Aᵣ < A. Această scădere a amplificării care se produce prin introducerea reacției negative este compensată de îmbunătățirea performanțelor etajului pe care se aplică. Cînd tensiunea de reacție U^ este proporțională cu tensiunea de la ieșirea amplificatorului cu reacție, reacția este de tensiune, indiferent dacă Fig. 14.38. Schema bloc a unui am- plificator cu reacție negativă de tensiune. 424 tensiunea respectivă se aplică la intrarea în serie sau în paralel. în figura 14.38 amplificatorului i s-a aplicat o reacție de tensiune în serie cu intrarea. în schema din figura 14.39 tensiunea de reacție se ia de pe impe- danța conectată în serie cu sarcina și se aplică în serie la intrare. Fig. 14.39. Schema-bloc a unui amplificator cu reacție negativă de curent. în acest caz reacția este de curent, deoarece mărimea tensiunii de reacție depinde de curentul din circuitul de sarcină. a. Influența reacției negative asupra caracteristicilor amplificatoarelor Datorită distorsiunilor de neliniaritate introduse de caracteristicile tuburilor și tranzistoarelor din etajele amplificatoarelor, în special din etajul final, semnalul de la ieșire este diferit de cel de la intrare, modifi- cîndu-i-se conținutul de armonici. Prin aplicarea reacției negative distor- siunile de neliniaritate scad, armonicile de la ieșirea amplificatorului fiind aplicate prin circuitele de reacție la intrarea amplificatorului și amplificate ajung la ieșire în antifază, compensînd distorsiunile. Factorul de distor- siuni al amplificatorului cu reacție este : e i + M (14.17) unde 3 este factorul de distorsiuni al amplificatorului fără reacție. în ceea ce privește distorsiunile de frecvență, efectul reacției este următorul: dacă se introduce o astfel de reacție negativă încît p să fie independent de frecvență, tensiunea de reacție 17 aplicată la intrarea, amplifi- catorului va fi maximă pe frecvențele pe care amplificarea va fi maximă; în domeniul frecvențelor joase și înalte, unde amplificarea este mai mică, va fi mai mic și efectul reacției negative va micșora mai puțin amplificarea decît pentru frecvențele medii. în acest mod caracteristica de frec- vență a amplificatorului devine mai liniară (fig. 14.40). Forma și modificarea caracteristicii de frecvență depinde de mărimea coeficientului de reacție și de Fig. 14.40. Caracteristica de frecvență a unui amplificator : a — fără reacție; b — cu reacție. 425 numărul de etaje al amplificatorului. Cu cît [3 crește, caracteristica devine mai liniară, acest lucru făcîndu-se în detrimentul amplificării. Impedanța de intrare a tranzistoarelor și tuburilor face ca amplificarea etajului precedent pe a cărui sarcină este conectată în paralel să scadă cu cît frecvența de lucru crește. în funcție de modul cum se aplică reacția negativă unui amplificator, impedanța de intrare a acestuia poate să crească și deci să se micșoreze efectul ei asupra etajului precedent. Din punct de vedere fizic, creșterea impedanței se explică prin scăderea curen- tului de intrare, datorită faptului că din tensiunea de semnal se scade tensiunea de reacție. Reacția negativă de tensiune aplicată unui etaj amplificator cu tub, modifică și impedanța de ieșire a acestuia. Dacă amplificarea fără reacție este : A = 8 Rⁱ-a = 8Zᵢₑₛ (14.18) + Rt unde : >8 este panta tubului; R{ — rezistența internă a tubului; Zₐ — impedanța anodică; Z^ — impedanța de ieșire a amplificatorului, prin introducerea reacției negative de tensiune amplificarea devine (v. rel. 14.16 și 14.18) : Aᵣ = 8 = SZZ, (14.19) 4“ ^ir unde Rₗᵣ = —(14.20) 1 + Pu p = SR₍ (14.21) Deci rezistența Rₜ scade de 1 + (3p ori, ceea ce duce la micșorarea impedanței de ieșire a amplificatorului Ziₑ„ care, fiind în anumite limite o mărime independentă de frecvență, mărește stabilitatea etajului. Reacția negativă de curent mărind valoarea rezistenței interne a tubului (Rₜ) face să crească impedanța echivalentă de ieșire, ceea ce poate să ducă la menținerea constantă a amplificării etajului cu toate că i s-a aplicat reacție negativă. în general reacția negativă micșorează amplificarea, dar și distorsiu- nile, ceea ce o face să fie utilizată în majoritatea radioreceptoarelor. c. Montaje eu tranzistoare cu reacție negativă Introducerea reacției negative în receptoarele cu tranzistoare prezintă avantajele menționate în § a. Se pot realiza performanțe electrice în limite strînse de toleranțe dacă în bucla de reacție toleranțele admise sînt mai mici decît cele impuse amplificatorului, chiar dacă tranzistoarele utilizate au parametri cu dis- persie mare și piesele montajului au toleranțe mari. 426 La alegerea reacției negative intr-un amplificator cu tranzistoare trebuie cunoscute : — rezistența internă a etajului precedent; — valoarea rezistenței de sarcină și adaptarea la ieșire; — cîștigul cu reacție pe care dorim să-l obținem. • Montaje cu reacție de curent (serie). Introducînd rezistența RB (fig. 14.41, a) între emitor și masă se realizează reacția de curent la care etajul trebuie să primească semnal de la un generator de tensiune pentru ca tensiunea de reacție să cadă pe joncțiunea bază-emitor. După cum se Fig. 14.41. Amplificator cu tranzistoare cu reacție negativă : a — reacție serie; b — reacție paralel. b) vede din figura 14.41, a tensiunea de reacție serie UR se aplică în serie cu semnalul de la intrare Uᵥ ceea ce a făcut ca acest montaj să se numească cu reacție serie. Pentru calculul etajului cu reacție serie se utilizează relațiile : A S^s “ ~' 1 + SRₑ ^in~ (^E + —’’ \ I I + srₑ (14.22) (14.23) (14.24) unde : Aᵤ este amplificarea de tensiune ; $ — panta etajului fără reacție ; 8' — panta etajului cu reacție; Zᵢₙ — impedanța cu intrare cu reacție ; Zᵥ — impedanța de intrare fără reacție. La montajul cu reacție de curent amplificarea de tensiune scade de la valoarea 811, la cea dată de relația (14.22), impedanța de intrare crește de la valoarea la valoarea dată de relația (14.23). Impedanța de ieșire este practic egală cu rezistența de polarizare din circuitul colectorului. Panta 8,. care se stabilizează prin introducerea reacției, se calculează pentru curenți de colector cuprinși între 0,5 și 5 A cu relația : S = (28...34) Ic [mA/V]. (14.25) Amplificarea de tensiune se poate calcula cu suficientă precizie (±10%) dacă : SRₑ> 10. (14.26) 427 Acest montaj prezintă deci avantajul că pe lingă micșorarea distorsiu- nilor produce și o mărire a impedanței de intrare, ceea ce este important la amplificatoarele cu tranzistoare. Din punctul de vedere al schemei, acest montaj este asemănător cu amplificatorul cu reacție de curent cu rezistență în catod. • Montaje eu reacție de tensiune (paralel). Introducînd rezistența Rₚ între colector și bază (fig. 14.41, b) se obține reacția paralel, denumită astfel deoarece tensiunea de reacție se ia în paralel cu sarcina și se aplică prin Rₚ în paralel pe intrare. Pentru ca reacția să fie eficace, trebuie ca generatorul să fie de curent, astfel încît curentul de reacție iR să se închidă prin baza tranzistorului și nu prin rezistența generatorului R, și rezistența de sarcină trebuie să fie mare astfel încît Rₛ > —. Pentru calculul etajului cu reacție de tensiune se utilizează relațiile : A^-------L (14.27) ¹ ⁺ < Zᵢₙ^-^—- (14.28) R* ¹ ⁺ P^ ₙ L . ? «h© I 1 t I Zⱼ₃₅ « (14.29) I ¹ + I Amplificarea de curent A₄.fără reacție este p. Amplificarea de tensiune devine : -sir, + r₃irₚ 1 + RsIRp (14.30) Reacția de tensiune produce o stabilizare termică care este foarte importantă la amplificatoare cu tranzistoare, dar are dezavantajul micșoră- rii impedanțelor de intrare. Uneori aceste două tipuri de reacție se combină într-un montaj cu reacție de curent și tensiune (serie- paralel) care realizează o adaptare cu generato- rul și sarcina, ca în schema din figura 14.42. • Reacția negativă în amplificatoarele cu mai multe etaje echipate cu tranzistoare. Din analiza făcută rezultă că pentru efica- citatea reacției etajul cu reacție de curent tre- buie terminat la intrare și ieșire cu impedanțe mici, în timp ce etajul cu reacție de tensiune trebuie conectat între impedanțe mari. Deci, pentru o stabilizare optimă, cele două tipuri de amplificatoare trebuie conectate în cascadă în mod alternativ. Reacția negativă globală se poate aplica numai pe două sau cel mult trei etaje pentru a nu apărea instabilități. în general pentru două etaje se 428 poate asigura stabilitatea buclei de reacție fără măsuri speciale. Variantele de montaj cu reacție negativă utilizate sînt : reacție serie-paralel, paralel- paralele. Reacția serie-paralel. Semnalul de reacție este pioporțional cu tensiu- nea la ieșire și se aplică în serie cu tensiunea la intrare ca în figura 14.43, a. Tranzistorul Tr are o reacție locală prin RE₁ ceea ce face ca amplificarea să fie dictată în principal de tranzistorul T₂. La reacție puternică se obține pentru rezistența de intrare o valoare mare, cea de ieșire scăzînd pînă la valoarea : Ziet (14.31) Reacția paralel serie și paralel-paralel.. Semnalul de reacție este propor - țional cu curentul de ieșire, fiind aplicat în paralel cu intrarea ca în figura 14.43, b. Sînt cazuri în care sarcina se conectează la emitorul tranzistorului T₂ realizîndu-se astfel o reacție paralel-paralel. Caracteristic acestui montaj este faptul că amplificarea de curent este independentă de faptul că sarcina se conectează la emitor sau colector. (14.32) Cel de-al doilea tranzistor avînd parametri stabiliți prin reacția negativă locală, contribuie mai puțin la amplificare. Datorită conectării în serie cu intrarea a rezistenței Rᵤ rezistența de intrare este : ri s Rᵥ (14.33) Amplificarea de tensiune a montajului cu ieșirea în emitorul tranzistorului T₂ este : Fig. 14.43. Circuite de reacție pe două etaje : a — reacție de tensiune; b — reacție de curent. în general se utilizează reacție negativă neselectivă, cu excepția aceleia folosite în montajele pentru corectarea tonului. De cele mai multe ori în radioreceptoarele cu tranzistoare, reacția se aplică de pe secundarul transformatorului de ieșire pe baza tranzistorului precedent. 429 De obicei în radioreceptoare se inti oduce o reacție negativă globală cuprinsă între 5... 10 dB, cu excepția radioreceptoarelor de clasă superioară, unde factorul de reacție poate ajunge la 14 dB, iar în acest caz în circuitele de reacție intră elementele de corecție a defazajelor lă frecvențele limită ale benzii pentru ca reacția să nu devină pozitivă. d. Montaje eu tuburi cu reacție negativă • Montaje cu reacție negativă de curent. Reacția negativă se obține prin introducerea unei rezistențe de negativare nedecuplate cu condensator în circuitul catodic al tubului (fig. 14.44, a). Reacția negativă de curent mărește impedanța de ieșire a amplificato- rului și de aceea utilizarea ei în etajul final nu este întotdeauna indicată. Fig. 14.44. Amplificator cu reacție negativă de curent: a — cu rezistentă In catod; & — cu divizor rezietiv. în cazul reacției negative realizată prin deconectarea condensatorului de decuplare, de pe rezistența de negativare (fig. 14.44, a) gradul de reacție este limitat de valoarea rezistenței de negativare. Coeficientul de reacție depinde de raportul rezistențelor din circuitul anodic și catodic ; p =---51— Ra + Re Rₐ (14.35,a) în montajul din figura 14.44, b, rezistența Hc₂ permite obținerea factorului de reacție necesar fără a influența negativarea etajului. Negativa- rea aplicată tubului corespunde tensiunii UC₁ de pe rezistența Rcₗ, în timp ce reacția negativă este dată de rezistența RC₁ + Ec₂. La montajele cu pentodă (fig. 14.45), pentru a evita influențarea reac- ției de către curentul ecranului, acesta trebuie decuplat la catod printr-un condensator C de valoare corespunzătoare, și nu la masă cum se face adeseori cînd rezistența de catod este decuplată. Factorul de reacție p este dat de raportul : Rr + 2ₐ (14.35, b) 430 fig. 14.45. Amplificator de putere echipat cu pentodă cu reacție negativă de curent. unde : 2- =----L_ ₊-------*---₊ 2-; (14.36) Rr Ri 4' + Rci Rf2 Bi este rezistența internă a tubului; Zₐ — impedanța transformatorului de ieșire. Practic : 2_ ₌_____J--- (14.37) Rᵣ R'l + Rc2 deoarece : B^ Zₐ și Bg^ “I⁻ -®c2' • Montaje cu reacție negativă de tensiune. Beacția negativă de tensiune se utilizează mult pentru îmbunătățirea performanțelor etajului final, care are un coeficient de distorsiune mai mare. în montajul din figura 14.46, a tensiunea de reacție este aplicată de pe anodul tubului final prin rezistența B^ pe grilă, reactanța condensatoarelor C și Cc fiind neglijabilă pentru frecvențele de lucru. Tensiunea de reacție transmisă tubului final prin intermediul acesteia acționează asupra rezistențelor Bg și Bₐ astfel încît grupul de reacție este dat de : Bᵣ=■ (14.38) + Rg Tensiunea totală dezvoltată în circuitul anodic va fi proporțională cu Rᵣ 4- Bᵥ iar coeficientul de reacție : <¹⁴”> în general în cazul pentodelor Bᵣ, este de ordinul 100 kQ și Bₜ de circa 1. . .2 MQ. Dacă se dorește un coeficient de reacție mare trebuie micșorată rezis- tența B^ ceea ce complică calculul, deoarece intervine și rezistența Bₜ a tubului final care apare în paralel pe Bᵥ Montajul din figura 14.46, b prezintă avantajul că în lanțul de reacție se integrează și transformatorul de ieșire care introduce distorsiuni suplimen- tare. în plus, acest montaj are avantajul unui circuit de reacție separat galvanic de restul etajelor, ceea ce permite obținerea unui defazaj de 180° prin simpla inversare a conexiunilor secundarului transformatorului de ieșire. 431 b) Fig. 14.46. Etaj final cu reacție negativă de tensiune. în general trebuie ca grupul R 4- Rₜ să aibă o valoare suficient de ridicată în raport cu impedanța bobinei mobile a difuzorului (Rₐ) pentru a nu se deriva o putere prea mare în acest circuit de reacție. De aceea R + Rj se alege egal cu (10.. .20) Rₐ. Reacția negativă se poate aplica și la montaje în contratimp, deși la acestea distorsiunile fără reacție sînt în general mai mici. Pentru o mai mare eficacitate reacția negativă de tensiune se aplică adeseori pe două etaje, obținîndu-se avantajul corecției simultane a două etaje și o amplificare mare în bucla de reacție. în general dacă în lanțul de reacție se introduc reactanțe care să depindă de frecvență, caracteristica amplificării cu frecvență se poate corecta într-un anumit domeniu de frecvențe. în acest mod se realizează și dispozitivele de reglare a tonului care utilizează reacția negativă selectivă. 2. REGLAREA AUTOMATĂ A AMPLIFICĂRII a. Generalități în timpul recepției, datorită fadingului (variația cîmpului recepționat datorită condițiilor de propagare) intensitatea cîmpului electromagnetic provenit de la emițătorul recepționat poate varia, ceea ce produce o variație supărătoare a intensității audiției. Acest fenomen ar putea să apară în momentul cînd se trece de pe un post pe altul, datorită intensității diferite cu care ajunge semnalul la intrarea în receptor. Evitarea acestui 432 Fig. 14.47. Variația tensiunii la ieșirea radioreceptorului în funcție de tensiunea semnalului de la intrare : J - fără RAA; 2 - ideală; 3 - cu RAA simplu; ă - cu RAA cu întîrziere. efect supărător se realizează prin sistemul de reglare automată a am- ^ieș" plificării (RAA), care are rolul de a menține cît mai constantă și inde- pendentă intensitatea audiției de mo- dificarea amplitudinii semnalului de la intrarea radioreceptorului. Regla- jul automat al amplificării are și rolul de a preveni supraîncărcarea care se poate produce la semnale mari asupra etajelor dinaintea demodulatorului. în figura 14.47 se poate vedea modul în care variază amplitudinea tensiunii de ieșire în funcție de ampli- tudinea semnalului de intrare. Curbai reprezintă variația intr-un receptor fără dispozitiv de RAA. Se poate constata cum la început există pro- porționalitate între cele două tensiuni, adică amplificarea se menține constantă pînă cînd radioreceptorul se saturează și distorsiunile de neli- niaritate cresc mult. Dacă etajelor amplificatoare de RF și FI echipate cu pentode cu pantă variabilă li se aplică o negativare proporțională cu amplitudinea semnalelor de la intrare, se obține la ieșirea acestora un semnal cu am- plitudine aproximativ constantă. Tensiunea de negativare se obține din componenta continuă a diodei de detecție sau de la o diodă detec- toare pentru RAA, separată. Curba 2 reprezintă caracteristica ideală de RAA, la care numai pentru semnale mici, respectiv pînă în punctul B, tensiunea de intrare variază proporțional cu cea de la ieșire. Cînd semnalul depășește amplitudinea corespunzătoare punctului B, tensiunea de la ieșire rămîne constantă și independentă de valoarea celei de la intrare. Deci sistemul de RAA acțio- nează automat, modificând amplificarea radioreceptorului în funcție de amplitudinea semnalului de la intrare. în general RAA se aplică așa cum se poate vedea din figura 14.48 atît amplificatoarelor de radiofrecvență, cît și celor de frecvență inter- Fig. 14.48. Schema-bloc a unui receptor MA-MF cu RAA. 433 medială atît în blocul corespunzător modulației de amplitudine, cît și celui corespunzător modulației de frecvență. Semnalele de comandă se extrag pentru fiecare din cele două blocuri de la demodulatorul respectiv. în general tensiunea de FAA acționează „înapoi” asupra etajului de RF și a celor de FI și numai rareori asupra etajului schimbător de frecvență. Pentru a se obține o acțiune perfectă a sistemului de RAA în unele radioreceptoare tensiunea de comandă se aplică și pe un etaj care urma după detector, adică se realiza și o „reglare înainte”. în acest caz etajul amplificator de AF care urma după detecție trebuia să fie realizat cu o pentodă cu pantă reglabilă care să nu introducă distorsiuni la variația negativării. La radioreceptoarele pentru MA, deși amplitudinea purtătoarei variază datorită modulației, aceste variații nu trebuia să influențeze ten- siunea de PAA , deoarece prin acționarea acesteia s-ar micșora modulația semnalului și s-ar produce distorsionarea lui. Pentru a evita acest efect constantele de timp ale filtrelor RAA de după detecție se aleg suficient de mari ca să nu treacă componentele de AF, dar suficient de mici pentru ca .RAA-ul să acționeze la variațiile semnalului purtătoarei de la intrarea radioreceptorului. Se alege în general o constantă egală cu 0,1 s. Prin rolul important pe care îl are toate radioreceptoarele se fabrică cu dispozitiv de RAA cu toate dezavantajele pe care le prezintă : la schim- barea acordului receptorului între posturi se produce zgomot mare și aparent la acord apare o micșorare a selectivității. b. Reglajul automat al amplificării la radioreceptoarele cu tuburi electronice • RAA simplu. în acest caz tensiunea de comandă se ia de la detec- torul care furnizează și semnalul de AF, variația tensiunii de ieșire în funcție de semnalul de la intrare făcîndu-se după curba 3 (fig. 14.47). Practic un montaj cu RAA simplu este prezentat în figura 14.49, unde T₁ reprezintă ultimul tub amplificator de FI și T₂ dioda detectoare cu grupul de detecție RdCa- în punctul A se obține atît tensiunea detectată de AF(Uₐf) cît și o tensiune negativă față de masă (URAA), proporțională cu amplitudinea purtătoarei. Filtrul trece-jos R₃C₃ filtrează tensiunea de RAA care se aplică tuburilor avînd constanta de timp necesară. Practic R₃ = 1 MO și C₃ = 0,1 y-F. Fig. 14.49. Montaj cu /iAA simplu. 434 Funcționarea RAA se produce astfel atunci cînd semnalul de la. intrarea receptorului crește, crește și tensiunea de FI aplicată detectoru- lui T₂ și deci tensiunea continuă pe Rd. Crescînd negativarea tuburilor controlate de RAA amplificarea scade, compensînd creșterea semnalului de la intrare. Tensiunea de RAA se aplică pe grila tubului T± de FI prin rezistența R^ decuplată cu condensatorul Valorile lor au același ordin de măi ime cu ale filtrului Rₛ și C₃. Din punctul B tensiunea de RAA se aplică pe celelalte tuburi contro- late prin filtre de același tip. Pentru ca tuburile reglate să nu rămînă fără negativare în absența semnalului, ele au o negativare proprie, obținută prin rezistența din catod corespunzătoare punctului mediu de funcționare. După cum rezultă din curba 3 (v. fig. 14.47) RAA-ul simplu prezintă, dezavantajul că acționează, micșorînd amplificarea tuburilor, indiferent de amplitudinea semnalului recepționat. Deci amplificarea receptorului se reduce chiar atunci cînd semnalul de la intrarea receptorului este mic,, ceea ce duce la înrăutățirea raportului semnal/zgomot la semnale cu ampli- tudine mică. Din cauza dezavantajului prezentat mai sus s-au adoptat în majori- tatea radioreceptoarelor sistemele de RAA cu întîrziere, la care acțiunea tensiunii de RAA începe în momentul în care semnalul de la intrare a ajuns la nivelul pentru care începe saturația etajului final de AF (volumul fiind de circa 1/3 din cursa maximă) și de la care nu se mai produce O' îmbunătățire a raportului semnal/zgomot. în figura 14.50 tubul 1\ este ultimul etaj amplificator de FI, iar tubul T₂ este un tub multiplu conținînd dioda detectoare, dioda pentru RAA și preamplificatorul de AF. Din secundarul transformatorului de FI semnalul se aplică pe anodul diodei detectoare, grupul de detecție RdCd fiind conectat direct la catod. Semnalul de pe primarul transforma- torului de FI se aplică pe anodul diodei pentru RAA prin condensatorul C^- Rezistența de detecție R₁ a acestei diode în montaj de detecție derivație este legată între anod și masă. Deoarece catodul diodei este legat la masă prin grupul R₂C₂, el se află la o tensiune pozitivă față de masă : Ut. Atîta timp cît semnalul aplicat diodei de RAA va fi mai mic decît tensiunea de întîrziere U^ dioda nu va conduce și tensiunea de AF(Uₐf) va crește proporțional cu semnalul de la intrare. în momentul în care tensiunea de FI aplicată diodei de RAA va depăși tensiunea de întîrziere, dioda de RAA va detecta și va apărea tensiunea negativă URAA care prin filtrele corespunzătoare se va aplica pe etajele controlate. Tensiunea de întîrziere (fig. 14.50) este egală cu tensiunea de negati- vare a pentodei preamplificatoare de AF. De asemenea, trebuie remarcat faptul că pentru a se face normal detecția (fără întîrziere) grupul de detecție RdCd trebuie legat direct la catod. Tensiunea de întîrziere trebuie să fie atît de mare încît RRA-ul să nu intre în funcțiune înainte ca etajul final să fie complet excitat. în general,, acest prag se reglează astfel încît tubul final să dea puterea maximă cu 1 1 potențiometrul plasat între—și — din cursa maximă. Rezultă astfeli 2 3 tensiunea de AF necesară la detecție. 435 Fig. 14.50. Montaj cu RAA cu întîrziere. Deoarece detectorul amortizează circuitul de FI aflat în general la cuplaj critic, se preferă ca semnalul pentru cele două diode să se ia unul din primar și celălalt din secundar, obținîndu-se astfel amortizarea uni- formă pentru cele două circuite. De asemenea, atunci cînd tensiunea de FI se ia prin condensatorul din primar, la manipularea acordului în jurul poziției corecte corespunzătoare centrului benzii, selectivitatea în primar fiind mai mică, tensiunea de RAA rămîne mai constantă și se poate realiza un acord mai precis și deci cu distorsiuni mai mici. Dacă dioda de RAA este legată împreună cu cea de detecție pe secun- darul transformatorului de FI se îngreuiază acordul din cauza amorti- zării circuitului. Dacă tensiunea de întîrziere se aplică tuturor tuburilor controlate, acestea nu mai trebuie să aibă negativare inițială proprie, cum este necesar în schemele în care tensiunea de întîrziere nu se aplică prin circuitul de Obținerea tensiunii de întîrziere se poate realiza după cum rezultă din figura 14.51 în mai multe moduri : — în figura 14.51, a, tensiunea de întîrziere fiind mai mare decît aceea de negativare a triodei preamplificatoare de AF, grila acesteia se leagă la divizorul format din rezistențele R₂ și R₃; Fig. 14.51. Obținerea^tcnsiunii de întîrziere : •a — tensiunea de negativare a triodei este mai mici decît tensiunea de Întîrziere; b — tensiunea de întîrziere se obține din negativarea generală. 436 Fig. 14.52. Montaj cu RAA cu întîrziere și amplificare : a — în frecventi intermediară; b — în curent continuu. — în figura 14.51, b, tensiunea de întîrziere se ia de pe divizorul R₁Rᵢ (negativarea generală) și se aplică diodei pentru RAA. Curba 4 din figura 14.47, care arată modul de variație al tensiunii de la ieșire în funcție de semnalul de la intrare pentru ^AA-ul cu întîr- ziere este apropiată de curba ideală 2 și se apropie cu atît mai mult, cu cît numărul etajelor controlate de RAA va crește. • RAA eu amplificare. Mărirea eficacității BAA-ului, respectiv apro- pierea de caracteristica ideală 2 se poate obține prin introducerea unei amplificări suplimentare înainte de detecția de RA A în FI (fig. 14.52, a) sau după detecția de RAA, prin amplificarea tensiunii continue (fig. 14.52, b). Tot pentru mărirea eficacității iMA-ului se utilizează combinat cu RAA înapoi^ și sistemul cu RAA înainte. La acesta tensiunea de reglare de la dioda de RAA se aplică pe grila primului tub amplificator de tensiune de AF care trebuie să fie o pentodă cu panta variabilă al cărui regim de lucru este astfel ales, încît să se evite introducerea distorsiunilor suplimen- tare, și a cărei tensiune de ecran variază cu negativarea, fiind alimentat prin rezistența serie. în gama de UUS se lucrează cu semnale MF demodulate, în majo- ritatea receptoarelor moderne, cu un detector de raport care utilizează diode cu vid sau diode semiconductoare. 437 în figura 14.53 tensiunea de RAA se aplică de pe condensatorul electrolitic C de la ieșirea detectorului de raport pe grila supresoare a ultimului etaj amplificator de FI prin filtrul trece- jos R^. Modificîndu-se negativarea supresoarei, se schimbă panta și deci amplificarea etajului. Caracteristica de eficacitate a RAA, UAF = f(Uₛ), se poate trasa atît pentru IMA-ul simplu cît și pentru cel cu întîrziere. La RAA cu întîrziere se ține seama de faptul că detectorul respectiv începe să lucreze numai după ce semnalul de frecvență intermediară care se aplică pe el depășește tensiunea de întîrziere. c. Reglajul automat al amplificării la radioreceptoare echipate eu tranzistoare Principial în radioreceptoarele cu tranzistoare LL4A-ul se poate realiza prin următoarele metode : — prin schimbarea polarizării bazei etajului amplificator dc FI în scopul deplasării punctului de funcționare spre porțiuni de pantă mică, ale caracteristicilor statice (de remarcat că tranzistoarele au panta mai mare decît tuburile electronice); — prin amortizarea cu diodă a unui circuit acordat de FI, de regulă, primarul transformatorului din colectorul convertorului; — prin amortizarea circuitului de intrare de către o diodă de amor- tizare comandată de tensiunea, de RAA obținută la detecție. în general, se utilizează una sau două din aceste metode pentru a, se obține o variație de circa 10 dB a amplitudinii semnalului de AF pentru o variație de 40—50 dB a semnalului la intrarea radioreceptorului.. • RAA prin schimbarea tensiunii bază-emitor. Un etaj amplificator de FI cu tranzistor realizează în medie o amplificare de tensiune de 30 dB. Prin variația polarizării bazei se poate obține o scădere a acestei ampli- ficări cu 15—20 dB dacă punctul de funcționare se deplasează spre pante mai reduse. în montajul din figura 14.54, dacă semnalul la intrare crește, se produce și o creștere a componentei continue pozitive de la detecție care este proporțională cu nivelul undei purtătoare. Prin grupul de filtraj RC această componentă, se aplică pe baza tranzistorului T, amplificator de FI. Polarizarea inițială a acestui tranzistor se realizează prin rezis- tența R₁ și rezistența din emitor RE. Tensiunea pozitivă UBE scade dato- Fig. 14.S4. Montaj cu RAA prin variația tensiunii bază-emitor. 438 rită tensiunii de RAA, scade curentul de colector Ic și deci panta 8. Deoa- rece amplificarea de tensiune Aᵤ este proporțională cu panta și cu impe- danța de sarcină, se produce o scădere a amplificării etajului. Tensiunea de RAA trebuie să fie suficient de mare pentru ca să se producă o scădere pînă aproape de zero a curentului de colector, deoarece pe măsură ce acesta scade, scade și tensiunea UBE = IcRe- Pentru scă- derea amplificării etajului este necesar să se aplice de la sistemul de RAA o tensiune de polarizare de circa 0,4.. .0,6 V care corespunde la un semnal de FI de 1...2V aplicat diodei detectoare Reglarea prin această metodă se poate face numai în anumite limite pentru a nu apărea distorsiuni, ceea ce impune completarea RAA cu alte metode în afara celei de polarizare a bazei. în calculul RAA apare noțiunea de factor de reglare, de care depinde eficacitatea RAA și care definește variația curentului Ic: _ __ max u __ ■ • L min (14.40) Factorul de reglare a indică de cîte ori variază Ic, respectiv în dome- niul de reglare. Limita inferioară de reglare este determinată de curentul rezidual ICEₒ = 5.. .50 gA, iar limita superioară de Ic mau care este de obicei de 0,5 mA. Rezultă că este de dorit ca ICE₀ rezidual al tranzisto- rului reglat să fie cît mai mic pentru ca factorul de reglare să fie cît mai mare. Valoarea minimă a curentului Ic este limitată de distorsiunile neliniare care pot apărea. Acest sistem de reglaj atrage după sine și modificări ale impedanțelor de intrare și ieșire ale tranzistorului. Astfel, la scăderea curentului de colector se produce o creștere a impedanțelor de intrare și ieșire și o «că- dere a capacităților de intrare și ieșire, dezacordînd circuitul. Variația tensiunilor de polarizare face ca atunci cînd semnalul crește, să scadă polarizarea bază-emitor și curentul de colector, invers, cînd crește rezis- tența de intrare a tranzistorului, crește amplificarea schimbătorului de frecvență, tinzînd să reducă din efectul RAA. • RAA prin amortizarea cu diodă. Pentru mărirea eficacității siste- mului de RAA prin schimbarea tensiunii bază-emitor se utilizează și sistemul de amortizare al circuitului de FI cu o diodă D (fig. 14.55) conec- tată între punctul cald al circuitului acordat și capătul rece (masă) al circuitului din colectorul tranzistorului T₂ pe a cărui bază se aplică tensiunea de RAA (URAA). Fără semnal la intrare în receptor dioda este polarizată în sens de blocare și va prezenta o rezistență de ordinul 200 —'800 kQ, astfel încît nu va modifica practic Q-ul și deci nici amplificarea etajului. Cînd, datorită semnalului de RAA, dioda ajunge să conducă, rezistența ei scade la 2... 10 kQ, Fig. 14.55. Montaj cu ZUA prin amortizar cu diodă. 439 amortizînd puternic circuitul C₁L₁ și deci scăzînd impedanța de sarcină a tranzistorului 1\ și implicit amplificarea acestuia Aᵤ. Practic, etajul își va varia impedanța de la 20.. .50 kQ la 2.. .5 kQ, adică se va obține o scădere a amplificării de minimum 2O...25dB. Asemănător cu întârzierea RAA de la radioreceptoarele cu tuburi, la RAA cu amortizarea prin diodă se obține în cazul tranzistoarelor o întîrziere determinată de alegerea valorilor rezistențelor Rₜ și R₂, care mențin blocată dioda pînă cînd semnalul ajunge la o amplitudine suficient de mare, astfel încît tensiunea pe rezistența R^ să producă deschiderea diodei D ca o consecință a variației curentului de colector datorită ten- siunii de .RAA aplicate pe bază. Tensiunea de .RAA va acționa deci mai întîi pe baza tranzistorului T₂ micșorîndu-i panta și uneori după aceea începe acțiunea diodei D care produce amortizarea circuitului din colec- torul tranzistorului Tj (în general etajul schimbător de frecvență), micșo- rîndu-i amplificarea. Prin acțiunea diodei se obține o lărgire a benzii de trecere a circuitului, care duce la îmbunătățirea caracteristicii de frec- vență pe posturile puternice, ceea ce este bine venit. în unele scheme, dioda de amortizare nu se leagă chiar pe colector, ci pe o priză a inductanței pentru a nu amortiza prea puternic circuitul. • RAA prin amortizarea circuitului de intrare cu diodă. Principiul de funcționare al schemei din figura 14.56 este același cu cel din figura 14.55. Dioda D este astfel polarizată, încît la semnale puternice, datorită acțiunii RAA, să conducă, amortizînd circuitul de intrare. Elementele montajului care determină tensiunea de polarizare sînt astfel dimensionate, încît. conducția diodei să se producă la un semnal de RF la intrare de circa 1 mV. Pentru a nu se produce o amortizare prea puternică a circuitului de intrare, dioda este conectată pe o priză a acestuia. Ca și montajul din figura 14.55 și acesta se folosește uneori pentru mărirea eficacității RAA prin polarizarea bazei tranzistorului de FI. La receptoarele cu tranzistoare echipate cu un etaj amplificator de RF și cu mai multe etaje de amplificare de FI, BAA-ul se aplică și pe aceste etaje fie direct pe baza tranzistorului respectiv, fie de la emitorul tranzistorului Tₓ (fig. 14.54). în acest caz tensiunea de RAA, micșorînd tensiunea de emitor UE, va face să scadă și polarizarea bazei tranzistorului la care este legat (etajul de RF de exemplu) și deci amplificarea acestuia va scădea. Prin acest procedeu eficacitatea sistemului de R A A va crește cu minimum 10 dB, putînd ajunge prin aplicarea simultană a metodelor prezentate la 50 — 70 dB. Ca și în cazul receptoarelor cu tuburi, circuitul de RAA conține filtre RC. e RAA cu divizoare cu diode coman- date. în figura 14.57 a, diodelor DY și D₂ li se aplică o polarizare continuă pentru ca diodele să fie deschise. Astfel, atenu- area inițială este mică. Tensiunea de comandă aplicată prin rezistențele Rₜ și R₂ tinde să blocheze diodele pe măsură ce semnalul crește, ceea ce are drept consecință scăderea coeficientului de transfer. Fig. 14.56. Montaj cu RAA prin amortizarea circuitului de intrare cu diodă. 440 Pentru o variație a tensiunii de circa 5 V pe diode, rezistența lor variază cu circa 40 kQ, atenuarea corespunzătoare fiind de circa 60 dB la frec- vența de 500 kHz. Se pot utiliza și scheme cu o singură diodă, însă performanțele sînt mai slabe. Cu rezultate mai bune se folosesc atenuatoarele în punte de tipul celui din figura 14.57, b. în stare inițială dioda este deschisă, puntea Fig. 14.57. Atenuatoare cu diode : a — divizor cu două diode; b — atenuator în punte. b) dezechilibrată și atenuarea semnalului mică. Pe măsură ce tensiunea de comandă Uc crește, dioda tinde să se blocheze, puntea tinzînd către poziția de echilibru, ceea ce face să scadă coeficientul de transfer. 3. reglarea automată a frecvenței Realizarea unui acord corect este necesară pentru a se obține mini- mum de distorsiuni la ieșirea radioreceptorului. Realizarea acordului nu este însă suficientă, deoarece acesta trebuie să fie menținut pe toată durata recepției. Pentru acest scop la fiecare radioreceptor se iau măsuri pentru a se obține o stabilitate cît mai mare în timp a parametrilor și în special a frecvenței oscilatorului local. Reglarea automată a frecvenței (RAF) are rolul de a modifica frecvența oscilatorului local în funcție de dezacordul circuitelor, astfel încît să readucă și să mențină în mod auto- mat semnalul de FI pe frecvența nominală. Cu cit frecvența semnalului este mai mare, cu atît variația frecvenței oscilatorului local este mai mare. Deci utilitatea sistemului de RAF apare în special pentru benzile de US și UUS. în cazul receptoarelor cu RAF acordul manual este ușurat deoa- rece nu mai necesită o atenție deosebită, acordul exact fiind realizat de RAF. Dacă la un radioreceptor prevăzut cu RAF diferența dintre frecvența oscilatorului local fₕ și frecvența semnalului nu este egală cu frecvența intermediară f₍, corespunzătoare mijlocului benzii, RAP-ul corectează frecvența oscilatorului local, astfel încît să fie satisfăcută relația : A (14-41) 441 Reglarea automată a frecvenței (fig. 14.58) conține, în general, un detector de eroare și un dispozitiv de comandă. La ieșirea detectorului de eroare apare o tensiune a cărui amplitudine și semn este proporțio- Fig. 14.58. Schema-bloc a sistemului de RAF. Dacă relația (14.41) este satisfă- cută, tensiunea de la ieșirea detecto- rului de eioare este zero. Tensiunea de la ieșirea detecto- rului de eroare se aplică la dispoziti- vul de comandă care acționează asu- pra elementelor de acord ale oscila- torului local corectîndu-i frecvența. Atît în cazul radioreceptoarelor pentru UUS cu MF, cît și pentru cele cu MA, se utilizează ca detector de eroare un detector de raport sau discriminator de fază și ca dispozitiv de comandă un tub de reactanță, un condensator variabil acționat de un electromagnet, o diodă varicap, sau un sistem electronic cu motor. în cazul radioreceptoarelor destinate numai pentru recepționarea programelor cu MA, RAF-ui se utilizează numai rareori și atunci pe unde scurte, deoarece necesită introducerea în plus atît a dispozitivului de eroare, cît și a dispozitivului de comandă. La radioreceptoarele care permit și recepționarea programelor pe UUS, se utilizează ca detector de eroare discriminatorul existent pentru demodularea semnalului cu MF. Dacă la radioreceptoarele cu tuburi realizarea acordului inițial poate fi ușurată de indicatorul optic de acord, la cele cu tranzistoare este de mare utilitate realizarea automată a acordului pe punctul central al caracte- risticii în & a discriminatorului (se știe că la caracteristica de detecție a detectorului de raport apar mai ales în cazul unei selectivități mai puțin bune a circuitelor anterioare trei flancuri pe care se poate obține semnalul demodulat de AF). Dintre cele trei maxime numai unul (cel central) corespunde unui acord corect. Sistemul RAF poate acționa în două moduri, și anume : — dacă prin acord manual ne-am apropiat de postul pe care dorim să-l recepționăm pînă la circa 150 kHz, de exemplu, de frecvența centrală, sistemul de RAF aduce în mod automat frecvența purtătoare în mijlocul caracteristicii în >8 a detectorului de raport, după cum se va explica în cele ce urmează : — dacă în urma unui acord corect, datorită variațiilor de tempera- tură, tensiune etc., există pericolul unui dezacord al oscilatorului local, sistemul de RAF, preîntîmpină acest neajuns menținînd acordul corect. a. Modul de acționare al sistemului de RAF în figura 14.59 sînt prezentate curba în 8 a detectorului de raport (I) și caracteristica de reglare a dispozitivului de comandă (II). 442 Cele două caracteristici reprezintă variația frecvenței în funcție de tensiune, respectiv a tensiunii de la ieșire a detectorului de raport în funcție de frecvența intermediară (I) și a frecvenței oscilatorului în funcție de tensiunea de reglare (II). Modul și domeniul de acționare al PAP-ului poate fi explicat cu ajutorul acestor caracteristici. Fig. 14.59. Caracteristica de acționare a RAF. Dacă radioreceptorul este acordat greșit, rezultă o frecvență inter- mediară /o diferită de frecvența intermediară centrală/₀, astfel că : A/o — /o ± /o- (14.42) Aceasta se datorește unui dezacord A/ₒ al oscilatorului local față de valoarea corectă fₙ (v. rel. 14.41). Dacă, de exemplu, apare un dezacord A/ₒ corespunzător punctului A din figura 14.59, dezacordul final datorat UAF se determină ducînd prin A o paralelă la curba II pînă în punctul A', unde întîlnește caracteristica discriminatorului. Punctul a ne dă valoarea reziduală a dezacordului. Dacă dezacordul este atît de mare sau mai mare încît caracteristica de reglare trecînd prin B atinge caracteristica detectorului de raport în B', sistemul este ineficace, postul recepționat putînd fi eliminat din sistemul de recepție (se spune că EAF ,,nu prinde”, fiind în afara domeniului de acționare). Pentru un dezacord mai mic, corespunzător punctelor C și C", PAF-ul este eficace și reduce dezacordul din C" în C. In concluzie, intersecția tangentei exterioare BB' la curba în 8(1), cu axa absciselor determină limita domeniului de reținere nesigură a postului, iar a tangentei interioare CC determină limita domeniului de acționare eficace a BAF. Valoarea reziduală a dezacordului și domeniul lui de acțiune depind, pe de o parte, de forma curbei în S a detectorului de raport, respectiv de panta porțiunilor liniare ale curbei și de altă parte de carac- teristica de reglare a dispozitivului de comandă. După cum s-a arătat, ca element de comandă se utilizează discrimina- torul sau detectorul de raport (v. cap. 8) și ca detector de eroare tubul de reactanță, dioda varicap sau motorul cu comandă electronică, dintre care ultimul sistem numai în cazuri speciale. 443 b. Dispozitiv de comandă cu tub de reactanță Ca element de comandă în radioreceptoarele mai vechi se utilizează un tub de reactanță conectat în derivație cu circuitul oscilant al oscila- torului (fig. 14.60). Principial un tub electronic, o triodă de exemplu, se poate comporta Fig. 14.60. Oscilator local cu tub de reactanță. ca o reactanță capacitivă sau inductivă atunci cînd între anod și grilă și între grilă și catod este legat un grup RC astfel încît: Z. = R ; Z₂= 4- ’ C^SRC ; Z. — ; Z₂ = R-, Lₑcₙc* — Cco ’ ² ’ cⁿ S (14.43) (14.44) R eactanța Cₑcₕ sau Lₑcₕ apare în derivație pe circuitul oscilant L₀C₀ al oscilatorului local. La modificarea polarizării grilei de comandă, datorită aplicării semna- lului de la detectorul de eroare, reactanța tubului de reactanță va varia, corectând frecvența oscilatorului după cum s-a arătat în § a. Astfel, în cazul cînd Z₂ = — și Z± — R (fig. 14.60) curentul va fi Ca defazat înainte față de tensiunea anodică. Deoarece — > R defazajul va fi de aproape — • Ca 4 Rezultă deci că impedanța Z este echivalentă în acest caz cu o reac- tanță capacitivă, a cărei capacitate Cᵥ se poate arăta că este funcție de panta $ a tubului și de valorile R și C conform relației: Oᵥ = 0(1 + SR). (14.45) Deci, dacă tensiunea de pe grilă variază în funcție de tensiunea de la detectorul de eroare, va varia panta £ a tubului și deci condensatorul C montat în derivație pe L₀C₀. Acest sistem cu tub de reactanță este astăzi înlocuit de sisteme cu dispozitive semiconductoare datorită simplității economicității și sigu- ranței în funcționare. c. Dispozitiv de comandă cu diodă varicap » Diodele cu siliciu tip varicap, polarizate în sensul de blocare, au o capacitate echivalentă a cărei valoare este funcție de tensiunea care i se aplică la borne (fig. 14.61). Tensiunea de eroare (Uₑᵣₒₐᵣₑ) de la detectorul de raport cînd între- rupătorul I este închis, se aplică diodei varicap modificîndu-i valoarea echivalentă a capacității și deci frecvența oscilatorului pe al cărui circuit oscilant L₁C₁ este montată în derivație. Capacitatea diodei este în serie cu condensatorul C₂ micșorînd capa- citatea derivației pe circuitul oscilant. Condensatorul C₃ are’o reactanță neglijabilă la frecvența de lucru. Tensiunea de polarizare a diodei varicap 444 este stabilizată de dioda D₂, astfel încît face să se aplice o tensiune de polarizare negativă constantă, independentă de variațiile tensiunii de alimentare. în acest mod este asigurată stabilitatea frecvenței /₀ a oscila- torului local, tranzistorul Pentru un oscilator acordat de exemplu pe 68 MHz, pentru recepționarea benzii de UUS se obține o variație a- frecvenței de ±500 kHz pentru o variație de 2 V a tensiunii de eroare, întrerupătorul I permite scoaterea din funcțiune a sistemului de RAF. Filtrul trece-jos RₐUᵢ face ca numai variațiile lente de frecvență să acțio- Fig. 14.61. Dispozitiv de RAF cu diodă varicap. neze elementul de comandă care nu trebuie să fie influențat de modulația în frecvență a semnalului util. RAF cu diodă varicap are o serie de avantaje care-1 fac să fie folosit în receptoarele de uz curent: este eficace, simplu, lipsit de inerție și ten- siunea de comandă obținută de la un discriminator de raport este sufi- cientă pentru comanda diodei varicap. Dezavantajele RAF cu diodă varicap sînt : sensibil la variații de tem- peratură, banda de reglaj în care acționează este limitată, are o eroare reziduală de frecvența, este sensibil la fading. d. Dispozitiv de comandă eu. motor în afara tubului de reactanța și a diodei varicap se mai utilizează ca elemente de comandă în radioreceptoarele speciale și sistemul de acord automat electronic cu motor, al cărui principiu de funcționare este bazat pe rotirea rotorului condensatoarelor variabile sau pe deplasarea miezu- rilor de acord, cu ajutorul unui motor electr ic. Avantajul acestui sistem de acord constă în aceea că se realizează nu numai corectarea frecvenței oscilatorului ca la celelalte sisteme, ci și a celorlalte circuite, fapt care permite ca parametrii să fie independenți de dezacordul inițial. Acest rezultat se poate obține și pe cale electronică, evitîndu-se utilizarea moto- rului. Deși are un preț relativ ridicat, acest sistem de RAF ale cărui ele- mente principale se folosesc simultan și pentru acordul automat al postului,, se remarcă prin siguranță și stabilitate în funcționare. Un sistem de RAF cu motor poate asigura o eroare remanentă de ajustare de cel mult 100 Hz. în benzile de UL, UM și US și de 10 kHz pentru banda de UUS. 445 în sistemele electromecanice de acord automat se folosește în general iun motor electric de curent continuu sau alternativ comandat, care rotește rotorul blocului de condensatoare variabile sau deplasează miezul vario- metrului. Soluții perfecționate rezolvă atît problema acordului liniștit, cît și a acordului radioreceptorului pe un anumit post fără opriri interme- diare. Aceste sisteme sînt în general completate cu dispozitive de RAF. 4. Indicatoare optice dc acord Majoritatea radioreceptoarelor moderne alimentate de la rețea sînt prevăzute, pentru ușurarea unui acord corect, cu un indicator optic de acord. Din cauza sistemului de RAA, amplitudinea semnalului de AF variază foarte puțin atunci cînd frecvența de acord se modifică în jurul frecvenței centrale, corespunzător mijlocului benzii de trecere a radiore- ceptorului. Un ușor dezacord introduce distorsiuni mai mult sau mai puțin perceptibile, în funcție de urechea ascultătorului, deși amplitudinea sem- nalului nu se schimbă. Pentru a permite un acord corect al radioreceptorului se utilizează diferite metode care folosesc în general tuburi de construcție specială; receptoarele cu tranzistoare utilizează pentru acord instrumente de mare sensibilitate, soluție adoptată și la unele receptoare cu tuburi. a. Indicator optic de acord du instrument Cel mai simplu indicator de acord se realizează la un receptor cu tuburi cu un miliampermetru montat în serie cu circuitul anodic al tubului amplificator de FI. în figura 14.62, a, se prezintă un indicator optic de acord la care însă instrumentul I este plasat în diagonala unei punți formate din rezistențele R^ R₂, R₃ și RᵢT (fig. 14.62, b). Rezistența RᵢT corespunde rezistenței interne a tubului amplificator T, de FI, care își schimbă valoarea în funcție de tensiunea de RAA aplicată pe grilă. Echilibrul punții este stabilit prin reglarea rezistenței R₂ în absența semnalului. în prezența unui semnal se aplică tensiunea UJₗAA care modifică rezistența tubului RᵢT, puntea se dezechilibrează și prin instrument va trece un curent cu atît mai mare, cu cît semnalul de la intrarea receptorului este mai mare. Pentru ca sistemul descris să fie eficace și la semnale slabe, trebuie ca reglarea automată de amplificare să fie fără întîrziere. La receptoarele cu tranzistoare nu se pot folosi tuburi indicatoare și se utilizează instrumente. în figura 14.62, c, instrumentul este montat în emitorul unuia din etajele amplificatorului de frecvență intermediară comandat de RAA. Acordul optim corespunde cu indicația minimă la instrument. în figura 14.61 instrumentul (de tip microampermetru) este montat la grupul de detecție ca voltmetru și indică acordul exact prin valoarea maximă a tensiunii detectate. Această soluție se utilizează pentru acordul corespunzător recepției MF. O indicație similară se poate obține și de la detectorul de amplitudine. 446 Fig. 11.62. Indicator optic de acord cu instrument: a — montaj cu tub electronic ei instrument în punte; b — schema echivalentă a punții; c — montaj cu cu tranzistor și instrument în emitor. b. Indicator optic cu tub indicator în radioreceptoarele moderne se utilizează pentru indicarea acordului tuburi indicatoare compuse dintr-o triodă amplificatoare și un dispozitiv de indicare care conține : catodul, o tijă metalică T conectată la anodul triodei și ecranul fluorescent E care, fiind conectat direct la plusul redre- sorului, se iluminează în regiunea în care sosesc electronii de la catod. Anodul triodei A este legat la tensiunea anodică printr-o rezistență R^ de 0,5.. .1 MQ (fig. 14.63). Pe grila triodei se aplică tensiunea de la ieșirea detectorului de AF și nu tensiunea de RAA pentru ca sistemul să fie sensibil și la semnale slabe recepționate. Pentru ca să nu pătrundă și componenta de AF s-a introdus filtrul R^, astfel încît pe grilă se aplică numai componenta continuă care este propoițională cu amplitudinea semnalului de la intrarea receptorului. Pentru partea de MF semnalul pentru indicatorul de acord se extrage de la ieșirea detectorului de raport. Comutarea tubului indicator pe MA sau MF se face cu comutatorul K. în absența semnalului la intrarea în receptor tensiunea continuă apli- cată pe grila tubului indicator este mică și deci curentul anodic al triodei va fi mare. în consecință, tensiunea pe anod și pe tija T va fi mică, elec- tronii care sosesc de la catod vor fi respinși și ecranul nu se va ilumina în jurul tijei (fig. 14.64, a). La acord, cu cît semnalul la intrare va fi mai mare, va crește și ten- siunea negativă aplicată de la detector la grilă și deci va scădea curentul 447 Fig. 14.63. Schema de conectare a indicatorului optic cu tub cu radiații catodice cu ecran fluorescent in receptoare MA-MF cu tuburi electronice. anodic al triodei. în consecință va crește tensiunea pe anod și pe tija T. Electronii de la catod trecînd pe lingă tijă vor ilumina ecranul pe o supra- față care crește proporțional cu amplitudinea semnalului (fig. 14.64, b). Pentru ca să se poată realiza acordul în condiții bune atît pentru semnale slabe, cît și pentru semnale puternice s-au realizat indicatoare cu dublă sensibilitate conținînd două triode cu factori de amplificare diferiți și avînd fiecare anodul conectat la una din cele două tije de deviație. La recepția unei stații se închid mai întîi sectoarele de umbră cu sensibili- tate mare și numai după aceea, dacă semnalul recepționat are o amplitu- dine suficient de mare, acționează și celalte sectoare. în ultimii ani s-au realizat tuburi indicatoare cu o suprafață utilă de observare mai mare, realizată pe latura tubului. Tuburile indicatoare cu „benzi magice” au o suprafață utilă mare realizată chiar pe peretele tubului pe care este depus stratul conductor transparent cu rol de ecran, care este acoperit cu un strat fluorescent. Cu ajutorul unor tije de comandă, fasciculul de electroni format cu o Fig. 14.64. Imagini pe ecranul indicatorului optic de acord; 9ₜ b» C cu ecran frontal; d, e — cu benzi magnetice. 448 diafragmă dreptunghiulară se divide, creînd două benzi magice lumi- noase a căror suprafață crește proporțional cu amplitudinea stației recep- ționate. în figura 14.64, d este prezentată imaginea ecranului la recepția unui post slab și în figura 14.64, e la recepția unui post puternic. în receptoarele cu tuburi se mai utilizează pentru indicarea acordului și tuburi indicatoare optice cu descărcare în gaz rarefiat sau indicatoare optice cu saturație. La radioreceptoarele cu tranzistoare nu se utilizează în general tuburi pentru indicarea optică a acordului, deoarece acestea necesită alimentare cu tensiune înaltă. Dintre montajele prezentate se folosește uneori acela cu instrument indicator (v. § a) sau tub indicator optic la care tensiunea înaltă se obține cu un convertor electronic cu tranzistor. 5. COMPRESIA ȘI EXPANSIUNEA AUTOMATĂ A DINAMICII La radiodifuziunea eu MA nu se respectă dinamica reală, ci se reali- zează la transmisie o compresiune a dinamicii. Astfel, pentru a se evita ca pasajele cu intensitate mică să fie acoperite de zgomot, în special de cel de fond, li se mărește artificial nivelul; pentru evitarea supramodulației se micșorează amplitudinea semnalelor cu intensitate mare. Pentru a se obține la recepție o dinamică cît mai apropiată de cea reală, în unele radioreceptoare se introduc sisteme de expansiune a dina- micii la care principala dificultate constă în stabilirea constantei de timp de intrare în acțiune. Dacă la transmisie compresia dinamicii se reali- zează manual de un operator care cunoaște programul transmis, la recepție ea trebuie să se realizeze automat. Problema cea mai dificilă ia refacerea dinamicii constă în alegerea constantei de timp, deoarece se poate întîmpla ca pasaje de intensități diferite, care se succedă rapid, să fie amplificate egal în momentul terminării unuia și apariției celuilalt deformînd semnalul din cauza unei constante de timp prea mari sau se poate întîmpla, din același motiv, ca intensitatea sunetului să varieze mult chiar după pauze scurte. De aceea trebuie aleasă o constantă de timp mică pentru a se evita deformările care pot să apară, realizîndu-se la recepție o expansiune destul de mică. în figura 14.65, a, se prezintă schema-bloc a unui sistem de obținere automată a expansiunii la recepție la care tensiunea de AF de la ieșirea Fig. 11.65. Sistem de expansiune automată a dinami a - cu tub cu pantă variabilă în AF; b — cu rezistentă variabilă in transformatorul de ieșire. 29 - c. 496 449 detectorului este detectată astfel încît să rezulte o tensiune pozitivă a cărei valoare este proporțională cu amplitudinea ei. Aceasta se aplică pe grila- preamplificatorului de AF care este un tub cu pantă variabilă, astfel încît la pasajele cu intensitate mai mare amplificarea acestuia să crească și mai mult și la pasaje cu intensitate mai mică amplificarea să scadă în mod suplimentar, realizîndu-se astfel o expansiune a dinamicii în limitele permise de apariția distorsiunilor de neliniaritate. în figura 14.65, b se obține un efect similar prin introducerea în. secundarul transformatorului de ieșire, în derivație cu bobina mobilă a- difuzorului, a unei rezistențe B care își variază valoarea în funcție de puterea aplicată. Dacă puterea de ieșire este mare (la vîrfurile de modulație) valoarea rezistenței va crește; pe difuzor se va aplica un procent mai mare din puterea de ieșire decît în cazul aplicării unei puteri mai mici în secun- dar, cînd rezistența B va avea o valoare mai mică, preluînd un procent mai mare din puterea de ieșire. O lampă de scară are o comportare cores- punzătoare celei cerute de rezistența li și este adeseori folosită pentru acest scop. Dezavantajul sistemului constă în aceea că se pierde în perma- nență o parte din puterea utilă în rezistența B. în general, utilizarea expan- siunii automate este destul de puțin răspîndită datorită neajunsurilor arătate. Dacă dorim să obținem la recepție o audiție de ambianță cu dinamică mai redusă decît cea de la transmisie sau efectuăm recepția la un volum Fig. 14.66. Sistem de compresie automată a dinamicii. scăzut, se poate adopta un sistem de com- presie automată a dinamicii fie utilizînd o variantă a schemei-bloc din figura 14.65, a, la care detecția semnalului de AF se va face astfel încît să rezulte o tensiune negativă proporțională cu amplitudinea semnalului, fie adoptînd schema din fi- gura 14.66 în care și r₂ sînt rezistențe a căror valoare variază proporțional cu pu- terea (lămpi de scară) și B^ și B₂ rezistențe fixe dimensionate astfel încît puntea să fie apropiată de echilibru cînd lămpile de scară sînt aprinse. Deoarece puntea se apropie de echilibru la vîrfurile de modulație, cînd lămpile se aprind puterea aplicată pe bobina mobilă a difuzorului va scădea. La semnale de AF cu intensitate mică puntea va fi mult dezechilibrată și pe difuzor se va aplica un procent mare din puterea de ieșire a etajului final. Ca și în cazul sistemului de expansiune a dinamicii din figura 14.65, b și la această variantă se pierde o parte importantă din puterea utilă de la ieșire, motiv care face ea utilizarea să fie limitată la aplicații speciale. 6. LIMITAREA PERTL’RBAȚIiLOR jÎN RADIORECEPTOARE In timpul recepției audiția este adeseori înrăutățită de perturbațiile eu caracter de impulsuri cu durată scurtă și amplitudine mare care depă- șesc amplitudinea semnalului util. Aceste impulsuri perturbatoare (pertur- bații industriale sau atmosferice) sînt supărătoare în special cînd amplitu- dinea semnalului la intrarea receptorului este mică, adică atunci cînd raportul semnallvertwbație este mic. 450 Efectul perturbațiilor poate duce la pierderea unui fragment dint r-un mesaj (în special în receptoarele profesionale de trafic), ceea ce nu este admis. Pentru a micșora efectul perturbațiilor se utilizează montaje care fie că limitează amplitudinea semnalului nedorit pînă la nivelul amplitudinii celui util, fie că blochează receptorul pe durata impulsului perturbator. Eficacitatea acestor montaje este cu atît mai bună, cu cît impulsurile sînt mai rare și scade mult cînd se succedă des. Acțiunea sistemului de limitare a perturbațiilor se poate face fie în AF, fie în FI prin blocarea etajului pe durata impulsului perturbator. Pentru a evita ,,înecarea“ receptorului datorită perturbațiilor de amplitu- dine mS>S-ul pe această frecvență și se fixează reglajele radio- receptorul în poziție maximă (ca și în cazul măsurării sensibilității), redu- cîndu-se din potențiometrul de volum pînă se obține puterea maxim utili- zabilă a radioreceptorului (cu difuzorul conectat); — se crește nivelul semnalului aplicat 1a- 5 mV și se taie modulația; — se variază apoi ușor acordul radioreceptorului și se lovește ușor pînă cînd apar autooscilații; dacă autooscilațiile apar, se reduce nivelul din potențiometrul de volum, căutîndu-se să se ajungă la pragul de amorsare a oscilațiilor (se obține astfel poziția critică a potențiometrului de volum); 478 — în această situație se reacordează radioreceptorul (fără a se modifica poziția potențiometrului de volum sau nivelul semnalului) și se crește indi- cele de modulație pînă se obține același nivel al puterii de ieșire ; — raportul între indicele inițial de modulație și indicele de modulație astfel determinat este considerat ca o măsură a reacției acustice. Un radioreceptor foarte bun nu trebuie să prezinte reacție acustică, chiar dacă reglajele de volum și ton sînt plasate în poziția de maximum. Reacția acustică depinde de stabilitatea mecano-electrică a pieselor componente ale radioreceptorului. 6. EFICACITATEA DISPOZITIVELOR DE REGLAJ AUTOMAT Pentru a se verifica buna funcționare a dispozitivelor de reglaj automat (7M^4, RAF etc.) din radioreceptor se poate măsura eficacitatea acestor dispozitive. Pentru a măsura eficacitatea ZMA-ului se procedează astfel — se acordă radioreceptorul ca și în cazul măsurării sensibilității (măsurarea se efectuează la frecvențele din grupa a III-a); — se aplică un semnal maxim din GSS (0,1 V) și se reglează potențio- metrul de volum al radioreceptorului astfel ea la ieșire să se obțină puterea nominală a radioreceptorului; — se reduce nivelul semnalului aplicat la intrare pînă cînd nivelul puterii la ieșire va varia cu 10 dB. Raportul în decibeli între nivelele de semnal aplicate la intrare astfel încît la ieșire să se obțină o variație de 10 dB constituie eficacitatea RAA- ului. Eficacitatea RAA-ului depinde de numărul de tuburi sau tranzistoare comandate de tensiunea de RAA, precum și de amplificările obținute cu aceste tuburi. în cazul receptoarelor MF eficacitatea ZMA-ului depinde și de caracter istica de limitare a etajelor limitatoare de amplitudine. Pentru măsurarea eficacității -RdE-ului se procedează astfel : — se acordă radioreceptorul ca și în cazul măsurării sensibilității (măsurarea se va face la frecvențele din grupa a III-a); — se aplică apoi un nivel de semnal de 50 mV și se reduce volumul din reglajul manual de volum al radioreceptorului astfel încît să se obțină o putere cu 10 dB mai redusă decît puterea nominală ; — se dezacordează GSS variind cît mai fin și mai încet frecvența de acord într-un sens pînă cînd nivelul puter ii de ieșire scade brusc datorită ieșirii din plaja de funcționare a dispozitivului de RAF ; se determină frec- vența radio de prag atît pentru dezacordurile într-nn sens cît și pentru dez- acordurile în celălalt sens (pentru mărirea preciziei măsurărilor se repetă de mai multe or i, luîndu-se media valorilor); — se reduce nivelul semnalului aplicat la intrare la 5 mV și se repetă' operația precedentă determinîndu-se astfel plaja de funcționare a dispozi- tivului de RAF la două nivele de semnal. Raportul acestor plaje de frec- vență constituie eficacitatea ZMZMdui. Eficacitatea .KAU-ului depinde de schema de principiu utilizată. în general nu se alege o eficacitate prea ridicată întrucît în acest caz radio- receptorul nu va mai recepționa decît posturile cu nivel de semnal mare în antenă. 479 Utilizînd metode similare se poate măsura și eficacitatea dispoziti- vului de fidelitate automată. Măsurarea presupune măsurări de fidelitate, pentru diverse nivele de semnal de RF aplicate la intrare, la fel ca și în cazul eficacității ^AP-ului. STABILITATEA RADIORECEPTORULUI Stabilitatea radioreceptorului poate fi pusă în evidență în general prin măsurarea variațiilor performanțelor radioreceptorului în timp, provocate în general de variațiile temperaturii (piesele radioreceptorului se încălzesc în timpul funcționării datorită disipației în rezistențe) sau a tensiunilor de alimentare. Pentru un radioreceptor cu reacție se va măsura fuga pragului de intrare în acroș (în autooscilație) la nivel de semnal corespunzător sensi- bilității maxime (la pragul de autooscilație) în timp și datorită variației tensiunilor de alimentare. Măsurarea se va efectua astfel : — se acordă radioreceptorul pe frecvența maximă de lucru (spre exemplu, frecvența maximă din cadrul gamei de US dacă radioreceptorul are gamă de US) și se aduce în prag de autooscilație (la sensibilitate maximă); — în cazul în care se măsoară alunecarea pragului de autooscilație cu variația tensiunii de rețea se variază această tensiune cu ± 10 %, iar în cazul în care se măsoară alunecarea pragului de autooscilație cu temperatura se crește temperatura mediului ambiant pînă la + 55°C ± 2°C (temperatură uscată); — se gradează butonul de reglaj al nivelului de reacție astfel încît să se cunoască variația impedanței elementului de reglaj în funcție de unghiul de rotație; — se stabilesc noile praguri de intrare în autooscilație prin modifi- carea elementului de reglaj manual al nivelului de reacție și prin reface- rea acordului astfel încît să se obțină sensibilitatea maximă. Variația procentuală a nivelului reacției exprimă coeficientul de alune- care. O alunecare mare poate fi cauzată de un cuplaj mare între elementul amplificator și circuitul acordat din etajul demodulator cu reacție. într-un mod oarecum similar se măsoară și fuga frecvenței oscilatoru- lui local într-un radioreceptor superheterodină. Pentru măsurare seva proceda ca mai jos : — se acordă radioreceptorul pe frecvența maximă de lucru ca și în cazul măsurării sensibilității și se taie modulația GSS-ului; — se cuplează slab un genertor auxiliar și un detector de inter- ferență în anodul tubului convertor și se variază frecvența generatorului auxiliar pînă se obține interferența nulă cu frecvența intermediară; — pentru măsurarea alunecării frecvenței oscilatorului local cu ten- siunea de rețea se variază tensiunea de rețea cu ± 10 %, iar pentru măsura- rea alunecării cu temperatura se crește temperatura pînă la + 55°C± ± 2°C (temperatura uscată); — se readuce de fiecare dată frecvența generatorului auxilar astfel încît să se obțină interferența nulă (zero beat). Variația procentuală a frecvenței generatorului auxiliar (adică dife- rențele frecvențelor citite la generatorul auxiliar raportate la frecvența inițială) reprezintă alunecarea frecvenței oscilatorului local. 480 8. ALTE PERFORMANȚE în afara măsurătorilor indicate mai sus asupra unui radioreceptor mai pot fi executate și alte măsurări expuse în cele ce urmează. a. Performanțele energetice • Puterea £ absorbită din rețea (puterea aparentă) se măsoară prin introducerea în serie cu rețeaua a unui ampermetru pe care se va citi curen- tul I absorbit, tensiunea U a rețelei fiind cunoscută. Puterea aparentă se determină cu ajutorul relației : S = UI [PA], în cazul unui radioreceptor alimentat din baterii se va proceda în același mod, puterea fiind exprimată însă prin relația : p = s uj{ i= 1 unde i indică faptul că pot exista mai multe baterii de alimentare (una în circuitul de filament și alta în circuitul anodic, spre exemplu). • Puterea maximă de ieșire (W) este puterea maximă pe care o poate debita radioreceptorul pentru un semnal suficient de mare și ales conve- nabil ca nivel (la un nivel foarte mare al semnalului, puterea de ieșire scade în general datorită limitărilor, deoarece la nivel mare de putere caracteris- tica amplitudine-amplitudine nu mai este liniară). • Puterea reziduală de ieșire este puterea la ieșirea radioreceptorului măsurată cu reglajul manual de volum la minimum atunci vînd la intrarea radioreceptorului (în antenă) se introduce un semnal puternic (1 V modulat standard). Valoarea puterii reziduale de ieșire depinde de valoarea rezis- tenței de închidere a potențiometrului de volum precum și de eventualele cuplaje parazite care duc la apariția semnalului la ieșire. b. Radiația oscilatorului local Radiația oscilatorului local se exprimă prin tensiunea de RF care apare la bornele antenă-pămînt sau între rețeaua de distribuție și pămînt (pentru radioreceptoarele care alimentează rețele de radioficare spre exemplu) în condițiile normale de funcționare. Măsurarea se execută astfel: — se pune radioreceptorul în funcțiune și se reglează controalele astfel încît să se obțină radiația maximă; — se măsoară cu un voltmetru selectiv de impedanță suficient de mare tensiunea de RF dintre bornele antenă și pămînt pe frecvențele din grupa a IlI-a ; se măsoară astfel radiația oscilatorului local prin antenă, utilizîn- du-se schema din figura 15.24, a; — între bornele antenă și pămînt se montează o rețea fictivă (fig. 15.25) iar între receptor si reteau reală se montează rețeaua de sarcină (fig. 15.26). 31 -c. 406 481 ft---.. .. . /y jdl'oț njjuad ff°---i---x • gje/dnsap wm/H n» ap njjpj jofdaja^ 90---L _/M _ •Biip.iEs ap pppj b nfdptii.td ap Bmoips 'SCSI •oAipij ppiaj b nidpupd op Bwotps ‘erei ’§!d jdiu^a jdQOp=ZO jd$Zl = ‘3 VOt = ‘n V 009= V0K = iyO8=‘H^‘n H^OZ^l junued ap 'Bujog°~ jojdaoay eus^tr 482 •Joțdooo.ioipB.i imm b (ț) boîm 14 (») BnoiiiB nud pjiBjpB.t B3.ib.iusbui n.quod ooiq-Btuoqos 'f’S’ST ’Sjd pDpe^uj eaey _ //\\ esetu-n'^s a^epoedeQ J0^333 -oipey eutojes eajati eAijoij - jeumăs op jo^ejouap nj^ninop A . unde este randamentul transformatorului. r Zs Datorită dezadaptării, puterea pe care o poate debita difuzorul supli- mentar va fi mai redusă, iar factorul de distorsiuni de neliniaritate global al radioreceptorului va fi mai mare decît în absența difuzorului suplimentar. Dacă radioreceptorul are o putere nominală ridicată, iar etajele de AF sînt dotate cu o reacție negativă puternică, dezavantajele de mai sus sînt reduse în foarte mare măsură. Este evident că cuplarea unui difuzor supli- mentar va putea fi făcută în bune condiții doar la radioreceptoarele care dispun de o putere nominală de peste 1,5 W. C. SCHIMBAREA SETULUI DE TUBURI SAU TRANZISTOARE în cazul unor radioreceptoare mai vechi sau în cazul unor radiorecep- toare de proveniență străină se poate întîmpla ca tubul (sau tranzistorul) defect să nu poată fi înlocuit cu unul identic întrucît nu se dispune de o astfel de piesă. în consecință, este necesară înlocuirea tubului sau tranzis- torului cu un altul echivalent. Nu totdeauna se pot găsi piese echivalente întru totul, astfel încît înlocuirea să fie posibilă modificînd eventual soclul sau unele legături. De cele mai multe ori sînt necesare și modificări ale schemei etajului în care se găsește tubul respectiv sau chiar ale circuitelor de alimentre a filamentelor. Pentru radioreceptoarele foarte vechi, uneori înlocuirea unui tub pre- supune modificarea completă a schemei etajului respectiv, deoarece nu se poate găsi un tub care să îndeplinească în bune condiții funcțiile tubului defect. Modificările se fac de la caz la caz, ținînd seamă de caracteristicile elementului înlocuit și înlocuitor. 487 înlocuirea tranzistoarelor trebuie să țină seamă în special de puterea disipată, de factorul de amplificare de curent p, de frecvența fₐ, precum și de impedanțele de intrare și ieșire. Dacă se cere ca performanțele radiore- ceptorului după înlocuirea unui tranzistor să se apropie cît mai mult de performanțele lui inițiale se va ține seamă de toți parametrii tranzistorului, iar radioreceptorul va trebui realiniat după înlocuirea unui tranzistor în etajele de FI sau de RF. D. INTRODUCEREA INDICATORULUI OPTIC DE ACORD Oricărui radioreceptor dotat cu dispozitiv de RAA sau la care demodu- larea se face cu diode sau cu detecție de grilă i se poate introduce un indi- cator optic de acord necesar pentru a se putea efectua un acord fin chiar și atunci cînd semnalul nu se aude în difuzor. Pentru radioreceptoarele cu tuburi, introducerea indicatorului optic de acord pune doar probleme de ordin mecanic (plasarea indicatorului pe panou, masă, soclu etc.), problema legăturilor electrice fiind foarte simplă. Un exemplu de schemă de conectare a indicatorului optic de acord într-un radioreceptor MA-MF este indicat în figura 16.2. Fig. 16.2. Schema de principiu a conectării indicatorului optic de acord într-un radioreceptor combinat MA-MP. 488 Fig. 16.3. Schema de principiu a introducerii indicatorului optic DM70 într-un radioreceptor tranzistorizat. Dacă radioreceptorul este tranzistorizat, în afara problemelor de ordin mecanic intervine și faptul că tensiunea de alimentare a radiorecep- torului este redusă și din această tensiune nu se poate alimenta anodul indicatorului optic de acord. Din acest motiv, radioreceptoarele tranzis- torizate folosesc ca indicator optic de acord un „^“-metru. S-metrul este realizat prin intermediul unui miliampermetru de curent continuu (cu cadru nobil) parcurs de curentul de colector al unuia din tranzistoarele care echipează unul din etajele comandate de HA A (de obicei primul etaj amplificator de FI}. Pentru a se evita aplicarea tensiunilor de RF, se montează în paralel cu S-metrul o capacitate de șuntare. O altă [soluție presupune realizarea unui etaj convertizor care să fie capabil să furnizeze tensiunea anodică necesară alimentării indicatorului optic de acord în ipoteza în care acesta este realizat cu tub electronic. Schema de principiu a unui etaj convertizor tranzistorizat la care se indică principalele valori ale elementelor, precum și modul de conectare a indicatorului optic de acord este dată în figura 16.3. Datorită consumului relativ ridicat, soluția utilizării etajului convertizor este convenabilă doar atunci cînd radiore- ceptorul se alimentează din rețea sau din acumulatoare. în cazul în care radioreceptorul este alimentat din rețea este mai convenabilă realizarea unui etaj redresor separat pentru obținerea tensiunii anodice necesare alimentării indicatorului optic de acord. Din acest motiv radioreceptoarele portabile tranzistorizate sînt echipate cu S-metre și nu cu indicatoare optice de acord electronice. în ultimul timp s-a pus la punct construcția unor tuburi cu descărcări în gaze, capabile să funcționeze la tensiuni de cîțiva volți. Un astfel de tub (fig. 16.4) poate fi folosit ca indicator optic de acord. Datorită exis- tenței electrodului suplimentar Z, în funcție de tensiunea aplicată pe acest electrod se obține și lungimea coloanei luminoase din tub. Alimentînd IZ Fig. 16.4. Tub indicator optic cu descărcări în gaze. 489 Fig, lb.5.Schema de principiu a conectării unui tub indicator optic cu descărcări în gaze intr-un radioreceptor tranzistorizat. acest tub cu descărcări în gaze după o schemă ca în figura 16.5, tubul va lucra ca indicator optic de acord, indicația fiind dată de lungimea coloanei luminoase din tub. Funcționarea se bazează pe faptul că tranzistorul amplifică atît tensiunile de frecvență intermediară cît și tensiunile con- tinue de RAA, astfel încît tensiunea continuă de colector, deci de pe electrodul Z, depinde de tensiunea de RAA. După cum se vede din schemă, existența rezistenței Rₐ face ca tensiunea de colector aplicată etajului de FI să fie mai mică, și în consecință și amplificarea ce se poate obține cu acest etaj va fi ceva mai redusă datorită plasării punctului mediu de funcționare într-o regiune neconvenabilă a caracteristicii. Din aceleași motive, și eficacitatea .RAA-ului pentru acest etaj va fi mai redusă. Schema prezintă însă avantajul unei simplități mari, deoarece nu necesită tensiuni de alimentare ridicate sau instrumente de măsurat costisitoare. E. INTRODUCEREA GAMEI DE UNDE SCURTE Pentru introducerea gamei de US există două' posibilități care se expun în cele ce urmează. 1. MODIFICAREA SCHEMEI RADIORECEPTORULUI PRIN ADĂUGAREA UNEI NOI POZIȚII PE COMUTATORUL DE GAME DE UNDĂ, PRECUM ȘI A BOBINAJELOR CORESPUNZĂTOARE GAMEI DE US Această soluție este mai ușor de aplicat în ipoteza unor comutatoare de game de undă rotative, dar este mai dificilă în cazul unor comuta- toare de tip claviatură, datorită dificultăților de ordin mecanic (trebuie adăugată încă o clapă). în cazul radioreceptoarelor tranzistorizate, de foarte multe ori introducerea gamei de US necesită înlocuirea tranzisto- rului convertor-oscilator (sau, în ipoteza în care etajul oscilator este realizat separat de etajul de amestec, înlocuirea tranzistoarelor care 490 echipează aceste etaje) cu tranzistoare a căror frecvență fₐ să fie suficient de ridicată pentru ca etajul să poată lucra la frecvența maximă din gamă. 2. REALIZAREA UNUI ADAPTOR SCHIMBĂTOR DE FRECVENȚĂ CARE SĂ TRANSFERE GAMA DE US ÎN GAMA DE UL SAU UM Un astfel de adaptor poate fi realizat fie prin intermediul unui con- vertor cu frecvența oscilatorului local variabilă, fie cu frecvența oscila- torului local fixă în cadrul unei subgame, caz în care gama de US va fi împărțită în mai multe subgame comutabile prin modificarea frecvenței oscilatorului local. Dacă condițiile mecanice fac posibilă modificarea radioreceptorului fără dificultăți prea mari, este de obicei mai convenabilă prima soluție pentru introducerea gamei de US. Utilizarea soluției a doua este convenabilă în ipoteza în care nu se dorește modificarea radioreceptorului sau în care această modificare este mai greu de realizat (spre exemplu din punct de vedere mecanic). Ea poate fi aplicată nu numai radioreceptoarelor cu schimbare de frecvență, ci și radioreceptoarelor cu amplificare directă. în cazul radioreceptoarelor cu reacție este mai convenabilă utilizarea soluției întîi datorită faptului că modificările în schemă sînt relativ mici, iar soluția a doua presupune realizarea unui adaptor relativ complicat. în cazul în care se dorește în mod expres aplicarea soluției a doua și la radioreceptoarele cu reacție aceasta poate fi făcută, singurele dificultăți fiind datorite eventual inter- ferențelor dintre oscilatorul local al adaptorului și etajul demodulator cu reacție. Din acest motiv între etajul schimbător de frecvență al adapto- rului și etajul demodulator cu reacție al radioreceptorului este bine să fie intercalat un etaj de RF. în figura 16.6 se indică schema de principiu a unui etaj schimbător de frecvență cu tuburi la care s-a introdus gama de US (circuitele cores- Fig. 16.6. Schema de principiu a unui etaj schimbător de frecvență cu tuburi la care s-a introdus gama de US. 491 punzătoare gamei de US nou introduse au fost figurate cu linii mai groase), iar în figura 16.7 se arată schema unui etaj schimbător de frecvență echipat cu tranzistoare la care s-a introdus gama de US. Se observă că în acest caz schema este mai complicată decît în cazul etajelor echipate cu tuburi, deoarece sînt necesare circuite în punte pentru evitarea tîrîrii frecvenței oscilatorului local de către semnal. Această tîrîre apare dato- rită existenței unei capacități relativ mari de cuplaj între circuitele de semnal și circuitele oscilatorului local, capacitate datorită tranzistorului (capacitate parazită). în absența acestor circuite etajul schimbător de frecvență nu va putea fi corect aliniat, deoarece în apropierea alinierii corecte oscilatorul va ieși din funcțiune (dacă conversia se face prin montaj Fig. 16.7. Schema de principiu a unui etaj schimbător de frecvență cu tranzistoare la care s-a introdus gama de US. oscilator-schimbător). înlocuirea tranzistorului care echipează etajul schim- bător de frecvență impune în multe cazuri și modificarea factorului de reacție la circuitele oscilatorului local, deoarece tranzistorul înlocuitor avînd o frecvență fₐ mai mare, va funcționa cu o sensibilitate mai bună (și implicit o pantă mai mare). Din acest motiv condițiile de autooscilație în gamele de UM și UL vor fi satisfăcute mai bine, ceea ce va presupune reducerea factorului de reacție. Pentru alegerea practică corectă a factorului de reacție în circuitele oscilatorului local se va ține seamă de faptul că factorului optim de reacție îi corespunde sensibilitatea maximă a etajului schimbător de frecvență. Practic, dacă sensibilitatea măsurată la intrarea schimbătorului de frec- vență cu semnal de RF este egală cu aceea măsurată în același punct, 492 însă cu semnal de FI (oscilatorul local fiind în funcțiune), nivelul reacției este oarecum corect. O altă metodă presupune măsurarea sensibilității etajului schimbător de frecvență aplicînd la intrare semnal de FI (oscila- torul local fiind în funcțiune) și blocînd mai apoi oscilatorul local. Dacă se obține o creștere a sensibilității cu aproximativ 6 dB, în cazul în care oscilatorul local este blocat, atunci se poate presupune că nivelul reacției (și deci și tensiunea oscilatorului local) este aproximativ optim. Etajele adaptorului (uneori adaptorul poate fi dotat și cu etaj de RF) se alimentează de obicei din radioreceptor prin intermediul unui cordon cu care se transferă și semnalul. Se poate totuși realiza și o alimentare independentă a adaptorului dacă etajul de alimentare al radioreceptorului Fig. 16.8. Schema de principiu a unui adaptor US cu tranzistoare și cu alimentare independentă. este solicitat la maximum sau dacă se cere o funcționare independentă a adaptorului. în acest caz adaptorul va trebui să fie completat cu etajul respectiv de alimentare. Schema unui astfel de adaptor tranzistorizat cu etaj de alimentare și cu oscilator de frecvență variabilă este indicată în figura 16.8. Pentru calculul circuitelor etajului schimbător de frecvență se vor utiliza indicațiile date la capitolul 4. în figura 16.8 se prezintă schema de principiu a unui adaptor US cu tranzistoare. Acest adaptor poate fi utilizat în două moduri: păstrînd fie acordul în gama de UM a radioreceptorului și manevrînd acordul adaptorului; păstrînd fix acordul adaptorului și manevrînd acordul radioreceptorului. în ultimul caz, gama de US este transferată în gama de UM, apărînd ca o extensie de bandă. F. INTRODUCEREA GAMEI DE UNDE ULTRASCURTE Ca și în cazul introducerii gamei de US, introducerea gamei de UUS se poate realiza fie prin modificarea schemei radioreceptorului, fie prin realizarea unui adaptor UUS. în cazul radioreceptoarelor cu superreacție, introducerea gamei de UUS nu presupune decît realizarea unor circuite 493 în etajul demodulator eu superreacție capabile să funcționeze în gama respectivă de frecvență deoarece, așa cum s-a arătat în capitolul 11, demo- dulatorul cu superreacție poate demodula fie semnale MA, fie semnale MF fără nici o schimbare în schemă, la un simplu dezacord. Prima soluție nu poate fi aplicată decît la radioreceptoarele cu schimbare de frecvență și presupune modificări relativ mari ale acestora, respectiv introducerea unui bloc de UUS, înlocuirea transformatoarelor de FI—MA cu transfor- matoare de FI— MA — MF (sau adăugarea unor transformatoare de FI—MF), adăugarea unui etaj demodulator MF (eventual a unui etaj imitator), precum și realizarea circuitelor de comutare. Deoarece aceste Fig. 16.9. Schcma-bloc a unei părți dintr-un radioreceptor MF cu bandă redusă în FI. modificări presupun aproape realizarea integrală a unui radioreceptor MF, se alege de obicei o altă soluție, și anume se utilizează schema-bloc din figura 16.9. Această schemă-bloc permite utilizarea schimbătorului de frecvență MA și a etajelor de FI — MA și pentru semnalele de MF. Pentru ca semnalele de MF, care au un spectru mai larg decît al celor de MA (300 kHz în loc de 9 kHz), să poată trece prin etajele radio- receptorului MA fără a fi distorsionate, se utilizează un sistem automat de reglare a frecvenței, care în cazul de față are rol de îngustare a benzii semnalelor MF. La ieșirea demodulatorului MF se va obține, pe lîngă tensiunea continuă necesară sistemului de RAF, și tensiunea alternativă a semnalului demodulat. Această soluție presupune deci introducerea în schema radioreceptorului a unor circuite acordate în etajul schimbător de frecvență astfel realizat încît etajul să poată funcționa [în gama de UUS, a unui etaj demodulator MF (discriminator de frecvență), precum și a unui circuit de RAF. în cazul funcționării pe MA, sistemul de RAF nu trebuie deconectat, el servind la mărirea stabilității frecvenței oscilatorului local, dar trebuie redusă banda filtrului (se închide contactul 8 cu 9 din figura 16.10). Schema de principiu a unui radioreceptor MA la care s-a introdus gama UUS conform schemei-bloc din figura 16.9 este indicată în figura 16.10. Condiția ca această schemă să funcționeze corect este ca sistemul de RAF să reali- zeze restrîngerea benzii semnalului de MF de la 300 kHz la mai puțin decît 9 kHz și să aibă viteze de răspuns corespunzătoare frecvenței audio maxime. Considerînd un radioreceptor de tip rupeiheterodină, între frec- vența semnalului fₛ, frecvența oscilatorului local fₙ și frecvența inter- mediară există relația — fₐ + f{. Banda radioreceptorului în frecvența 494 intermediară pentru canalul de MA este de 9 kHz, iar față de frecvența centrală va fi deci de ±4,5 kHz. Semnalul cu MF are o bandă de 300 kHz sau față de frecvența centrală de ± 150 kHz. Sistemul de BAF va trebui .să asigure o reducere a benzii de la 300 kHz la 9 kHz sau față de frec- vența centrală de la ± 150 kHz la ± 4,5 kHz. Acest lucru se realizează prin alegerea convenabilă a limitelor de variație a reactanței tubului de reactanță. Pentru a avea un răspuns bun al EAE-ului la frecvența audio maximă, filtrul din circuitul de BAF trebuie să treacă toată banda audio, dar să atenueze frecvențele radio foarte mult. Dacă filtrul nu are o caracteristică convenabilă, montajul poate autooscila. Fig. 16.10. Schema de principiu a radioreceptorului cu schema-bloc din figura 16.2. Soluția a doua se realizează de obicei cu ajutorul unui adaptor cu superreacție a cărui ieșire se cuplează direct la intrarea etajelor de AF ale radioreceptorului (la bornele de P U). Un exemplu de schemă de adaptor cu superreacție este indicat în figura 11.29. Alimentarea adaptorului se ia de obicei din radioreceptor;, dar există și posibilitatea unei alimentări independente a adaptorului. în acest caz adaptorul va trebui dotat cu etajul de alimentare respectiv. G. ADAPTAREA GAMEI DE UUS DE LA STANDARDUL CClR LA STANDARDUL OIRT Radioreceptoarele importate prezintă limitele gamei de UUS mai ridicate ca frecvență decît radioreceptoarele realizate după standardul OIRT, în vigoare în țara noastră. Standardul CCIR prevede pentru gama 495 (le UUS limitele 88 — 100 MHz, iar standardul OIRT, 64,5—73 MHz. Pentru standardul american banda de UUS este cuprinsă între 80 și 100 MHz. în cazul în care se dorește modificarea limitelor de gamă ale unui receptor construit după standardul OIRT astfel încît să poată recep- ționa gama de UUS confoim standardului CCIR, va trebui refăcută ali- nierea circuitelor blocului de UUS. Nu totdeauna simpla aliniere conduce la rezultatele dorite, deoarece limitele între care poate fi variată frecvența prin elementele semiajustabile sînt mai mici decît diferența de frecvență cerută de modificarea standardului. Din acest motiv, în unele cazuri se cere înlocuirea bobinelor (în cazul în care acordul fin se realizează prin condensator variabil) sau a capacităților de acord (în cazul în care acordul fin se realizează prin inductanță variabilă). Modificarea condensatoarelor de acord este mult mai simplă decît modificarea bobinelor. Noul conden- sator de acord O, va trebui să satisfacă relația : C, = CI ^ⁱmⁱ” V în care C este valoarea condensatorului de acord inițial, fₗₘᵢₙ este frecvența minimă a gamei corespunzătoare standardului OIRT, iar frecvența minimă din gamă corespunzătoare standardului CCIR. în cazul în care este nece- sară modificarea bobinelor și acestea se realizează cu aceleași dimensiuni geometrice (modifieîndu-se doar numărul de spire) se recurge la relația : L = Kn² în care L este valoarea inductanței; n — numărul de spire al acesteia; K — o constantă. Aplicînd această relație în cazul bobinei de înlocuit și înlocuitoare și împărțind cele două relații obținute se găsește : T n² U Jjl ¹ 1>2min ⁿ2 ,fîmin Din aceste egalități se poate deduce numărul de spire al bobinei înlocui- toare, cunoscînd numărul de spire al bobinei de înlocuit : p fimin H. INTRODUCEREA DEMODULATORULUI STEREO Multe radioreceptoare moderne sînt realizate fără demodulatorul stereo, permițînd redarea surselor stereo numai pe lanțul de AF (PU sau magnetofon). Introducerea demodulatorului stereo nu prezintă dificultăți dacă se dispune de contacte suficiente pe comutatorul de comutare pe pozițiile stereo și mono. în caz contrar trebuie înlocuit acest comutator. Schema unui demodulator stereo este prezentată în capitolul 12. 496 I. INTRODUCEREA DEMODULATORULUI BLU La recepția stațiunilor din gama de US în special, apar uneori difi- cultăți datorate perturbațiilor produse de emisiunile din canalele vecine. Întrucît în majoritatea cazurilor perturbația provine numai de la unul din canalele vecine, demodularea benzii laterale de lîngă celălalt canal conduce la o reducere substanțială a perturbației. în acest scop se poate utiliza un filtru de FI cu o bandă mult mai redusă urmat de un demo- dulator BLU fără ca să apară distorsiuni importante de frecvență. Demo- dulatorul BL U este în general bazat pe principiul heterodină sau al detec- ției polifazice. O schemă de principiu a unui astfel de demodulator se prezintă în capitolul 12. J. INTRODUCEREA CAPETELOR STEREO înlocuirea capetelor nonnale cu capete stereo la un magnetofon sau casetofon presupune : realizarea înlocuirii cu capete cu dimensiuni geo- metrice și performanțe electrice (impedanță, bandă de frecvență etc.) foarte apropiate de cele originale; introducerea unui comutator pentru comutarea pistelor și eventual a unui canal suplimentar de redare- înregistrare. Pot apărea și zgcmote de rețea odată cu înlocuirea. Atenuarea acestora se realizează prin alegerea convenabilă a punctelor de masă sau prin ecranări corespunzătoare. Uneori se impune reglarea poziției bobinei de compensare a zgomotului de rețea. K. INTRODUCEREA REGLAJULUI AUTOMAT AL NIVELULUI DE ÎNREGISTRARE Magnetofoanele și casetofoanele moderne dispun de un sistem de reglaj automat al nivelului de înregistrare. Acest sistem este similar ca principiu cu sistemul de BAS dintr-un radioreceptor. Introducerea acestui sistem într-un magnetofon presupune modificări substanțiale în schema acestuia și necesită ulterior reglaje relativ complicate pentru asigurarea obținerii unui coeficient mic de dispersiuni de neliniaritate. Schema unui astfel de dispozitiv este prezentată în capitolul 13. Capitolul 17 PRINCIPII DE MONTARE, CARLARE ȘI ASAMRLARE A RADIORECEPTOARELOR A. GENERALITĂȚI Schema de principiu a unui radioreceptor nu poate fi realizată în mod absolut identic în practică datorită existenței elementelor parazite. în principiu, datorită necesității introducerii unor elemente fizice suplimentare, nefigurate în schema de principiu (șasiu, reglete, puncte de sprijin, coliere etc.), cît și datorită faptului că toate componentele unui echipament au și parametri care nu sînt luați în considerație în schema ■de principiu, cum ar fi de exemplu rezistențe, inductanțe sau capacități parazite, dintre care unele s nt chiar neliniare, o realizare fizică a unei scheme de principiu reprezintă doar o aproximare a acesteia. Dacă tehno- logia utilizată în realizare (modul de realizare a componentelor, modul lor de interconectare, precum și modul de amplasare în echipament) este corespunzătoare aproximarea poate conduce la erori suficient de mici pentru a putea fi neglijabile (erori mai mici decît cele care pot fi puse în ■evidență prin măsurări). în analiza electrică a circuitului realizat practic, se introduc, pentru a pune în evidența parametrii neconsiderați în scheme, componente fictive denumite componente parazite. Importanța pe care o au asemenea elemente parazite depinde atît de mărimea componentei parazite, cît și în special de modul de interconectare în schema electrică. De multe ori eomponente cu valori foarte mici pot schimba esențial funcționarea unei scheme dacă interconectarea lor este realizată astfel încît se creează un lanț de reacție cu factor F = 1 ± Ap mare. Micșorarea importanței elementelor parazite poate fi realizată prin două metode principial deosebite : prin adoptarea de tehnologii noi de construcție a componentelor și circuitelor, caz în care se obține o redu- cere a însăși valorilor elementelor parazite; utilizînd o tehnologie dată, prin adoptarea unei amplasări judicioase a componentelor, prin utili- zarea unor ecrane și eventual prin modificarea schemelor de principiu, astfel încît să se contrabalanseze efectul elementelor parazite. Prima metodă este evident mai bună, dar nu poate fi utilizată decît dacă se cunoaște o nouă tehnologie prin intermediul căreia se pot realiza componente sau circuite cu performanțe mai bune. în acest sens, cablajul imprimat este superior cablajului filar, deoarece capacitățile parazite între conductoare sînt mult mai mici în primul caz. Se obține totodată și posibilitatea miniaturizării circuitelor, o compactare mai bună și deci și mișcorarea celorlalte elemente parazite. Un pas înainte îl constituie tehnica circuitelor integrate. în principiu o tehnologie de realizare a unui 498 circuit dat este cu atît mai bună, cu cît circuitul respectiv are elemente parazite mai reduse. în speță, pentru un etaj amplificator de AF, cu cît elementele parazite sînt mai reduse, cu atît banda de frecvență va fi mai mare. Dacă un etaj de AF este realizat cu cablaj filar și are o bandă de frecvență de 200 kHz, în tehnica cablajului imprimat se poate obține pentru același circuit o bandă de w 300 kHz, iar în tehnica circuitelor integrate o bandă de 3 —5 ori mai mare. Acest fapt se datorește și inte- grării componentelor. Pe de altă parte, dacă se dispune de o tehnologie și se dorește realizarea unui circuit cu performanțe mai bune decît acelea ce pot fi lealizate curent prin intei mediul tehnologiei respective, atunci trebuie adoptate soluțiile de la punctul următor. Amplasarea judicioasă a compo- nentelor are ca scop reducerea cuplajelor parazite care ar putea introduce lanțuri de reacție. Acest lucru se poate obține relativ simplu prin mărirea distanței între componentele de la ieșirea etajului și cele de la intrare (în cazul capacităților parazite) sau prin așezarea în plane perpendicu- lare a bobinelor sau transformatoarelor de ieșire și intrare, sau de ieșire și rețea, spre exemplu. Micșorarea cuplajelor parazite poate fi realizată și prin intermediul unor ecrane (capacitive sau inductive) plasate între componentele al căror cuplaj trebuie micșorat. în principiu, ecranele capacitive se realizează din materiale cu conductivitate mare (cupru sau aluminiu) și nu se închid pentru a evita apariția curenților circulari (Foucault). Ecranele inductive se realizează din materiale cu permeabili- tate ridicată (pi metal, permaloy etc.). Ecranul se plasează în apropierea componentei care reprezintă sursa de energie. în unele cazuri, este totuși mai convenabilă din punct de vedere economic ecranarea componentei receptoare (la magnetofon se ecranează capul de redare, spre exemplu). Un ecran realizează însă o reducere a cuplajului parazit și nu o înlăturare a lui. Din acest motiv, uneori se impune utilizarea mai multor ecrane suprapuse. Pentru ca efectul de ecranaie să fie mare, acestea vor fi plasate la distanțe suficient de mari unul de celălalt. La ecranarea unui transfor- mator de FI, dacă bobinele transformatorului nu sînt de tip oală cu cîmpul magnetic de scăpări minim, distanța dintre ecran și bobină trebuie să fie de cel puțin 1,5 ori mai mare decît diametrul bobinei. în caz contrar, ecranarea va duce la o micșorare importantă a factorului de calitate și a inductanței bobinei. Dacă metodele considerate nu duc la rezultate satisfăcătoare, atunci se adoptă o altă schemă de principiu, în care se ține seamă de efectul elementelor parazite. Un exemplu în acest sens îl constituie etajele ampli- ficatoare de FI la care se utilizează un circuit de neutrodinare cu scopul reducerii influenței capacității de intrare-ieșire a tranzistorului și a montajului. B. TEHNICA SECURITĂȚII MUNCII LA LUCRĂRILE DE CONSTRUCȚIE ȘI REPARARE A RADIORECEPTOARELOR, MAGNETOFOANELOR SI PlCUP-urilor Executarea oricărei luciări asupra unui echipament radioelectronic trebuie făcută doar în condițiile unei stricte respectări a normelor de teh- 499 nica securității muncii. Se vor evita în acest fel posibilitățile de acciden- tare sau chiar apariția accidentelor care pot pune în pericol sănătatea sau chiar viața atît a persoanelor care lucrează efectiv, cît uneori și a unor alte persoane. Spre exemplu, o antenă incorect instalată poate conduce la electrocutarea ulterioară a unor persoane care o ating accidental. Normele de tehnica securității muncii dau pe de o parte instrucțiuni generale, și pe de altă parte instrucțiuni specifice aplicabile fiecărui loc de muncă. 1. INSTRUCȚIUNI GENERALE DE TEHNICA SECURITĂȚII MUNCII Aceste instrucțiuni se aplică atît la nivelul întreprinderilor în care se execută lucrări asupra echipamentelor radioelectronice, cît și la nivelul atelierelor sau locurilor în care se execută asemenea lucrări. Ele se referă la : — organizarea rațională a locului de muncă, păstrarea ordinii și disciplinei; — eliberarea căilor de acces precum și interzicerea depozitării de materiale sau deșeuri pe aceste căi; — asigurarea unui microclimat corespunzător cu locul de muncă (condiții de iluminare, temperatură, umiditate, culoare, spațiu, nepo- luare etc., la nivele corespunzătoare); — dotarea cu materiale de protecție a muncii a tuturor persoanelor care lucrează în condiții care impun folosirea lor și asigurarea obligati- vității utilizării acestora; — efectuarea de instructaje periodice (cf. legii) de N.T.S. și verifi- carea însușirii cunoștințelor respective; — verificări periodice atît asupra sculelor, cît și a utilajelor care sînt utilizate în procesul muncii; — măsuri de prim-ajutor în caz de accident. 2. INSTRUCȚIUNI DE TEHNICA SECURITĂȚII, SPECIFICE LOCULUI DE MUNCĂ După natura operațiilor executate, aceste instrucțiuni pot fi împăr- țite în : — instrucțiuni de TSM la prelucrări mecanice; — instrucțiuni de TSM la prelucrări electrice și electronice. a. Instrucțiuni TSM la prelucrări mecanice La prelucrările mecanice trebuie luate următoarele măsuri de T.S.M. : — nu vor fi folosite decît scule în bună stare sau reparate în mod corespunzător. Nu se admite utilizarea unor scule improvizate sau a unor scule reparate improvizat; — sculele de tăiat vor fi ascuțite corespunzător scopului propus. Nu vor fi utilizate scule incorect ascuțite; — la operațiile de dăltuire, ascuțire la polizor sau la alte operații la care rezultă așchii aruncate, se vor folosi ochelari de protecție ; — toate mașinile unelte vor fi prevăzute cu dispozitive de protecția muncii plasate convenabil pentru a evita accidentele; — toate uneltele de mînă acționate electric vor fi alimentate la tensiune redusă (24 V). 500 b. Instrucțiuni de TSM la prelucrări electrice și electronice La prelucrările electrice și electronice se vor lua următoarele măsuri de TSM : — se vor utiliza numai soule și unelte în bună stare ; — se va asigura alimentarea tuturor echipamentelor asupra cărora se execută prelucrările, prin intermediul unor transformatoare separa- toare cu o bună izolație; — se va echipa locul de muncă cu o masă din material izolant, un scaun nemetalic și covor de cauciuc izolant; — se va dota locul de muncă cu o priză de pămînt executată conform normelor TSM; — se vor echipa uneltele de muncă cu manșoane electroizolante; — se vor verifica zilnic sculele și uneltele la fiecare loc de muncă, înlăturîndu-se din procesul muncii pe cele necorespunzătoare; — pentru verificarea tensiunilor, se vor folosi unelte corespunzătoare. 3. MĂSURI DE PRIM-AJUTOR ÎN CAZ DE ACCIDENT în caz de accident, în funcție de gravitatea acestuia pot exista situații în care îngrijirile pot fi date la locul de muncă sau cazuri în care se impune transportul accidentatului la spital. Pentru a putea asigura îngrijirea accidentaților la locul de muncă, trebuie să existe la fiecare loc de muncă (în întreprinderi — pentru fiecare atelier) un dulap de prim-ajutor care să conțină medicamentele specifice accidentelor posibile la locul respectiv de muncă, precum și o medicație generală pentru cazuri de urgență. De asemenea, dulapul trebuie să mai cuprindă : vată, pansamente sterile, garou de cauciuc, seringă, hipoder- mică, pensă, foarfece, precum și un aparat de respirație artificială de tip „gură la gura“. a. Primul ajutor în cazul fracturilor și entorselor Fractura trebuie imobilizată. în acest scop, se folosesc ațele sau alte mijloace improvizate (scîndurele, bețe etc.). Atelele se așază de-a lungul membrului sau regiunii fracturate, legîndu-se strîns cu o fașă sau cu alt material. Lungimea atelelor trebuie să depășească cele două capete ale osului fracturat. Dacă fractura este deschisă, se va face pan- sarea rănii, apoi se imobilizează fractura. Dacă s-au produs entorse și luxații, se va imobiliza articulația și accidentatul va fi transportai la spital. b. Primul ajutor în cazul arsurilor La arsurile chimice se tamponează locul arsurii cu o cîrpă uscată; apoi se spală cu o cantitate mare de apă. La sfîrșit, arsurile cu acizi se spală cu o soluție de 5 % bicarbonat de sodiu, iar arsurile cu baze se spală cu o soluție de acid acetic (oțet diluat în apă). 501 La arsurile termice, suprafața arsă se pansează cu material steril, iar bolnavul se transportă la cabinetul medical. c. Primul ajutor în caz de electrocutare Se va proceda în primul rînd la scoaterea accidentatului de sub tensiune. Aceasta se poate realiza prin deconectarea acelei părți a instalației cu care accidentatul se află în atingere. Atingerea părților metalice aflate sub tensiune provoacă o contrac- tare convulsivă a mușchilor, în urma căreia, dacă accidentatul ține un conductor în mînă, degetele se strîng atît de tare, încît mîna nu-i poate fi desprinsă de pe conductor. Dacă scoaterea instalației de sub tensiune nu se poate executa sufi- cient de repede, trebuie luate măsuri pentru îndepărtarea accidentatului de părțile conductoare pe care le atinge. In acest caz, este necesar să se țină seama că atingerea accidentatului, care se găsește sub tensiune, prezintă un pericol pentru viața celui care intervine. De aceea, pentru îndepărtarea accidentatului de părțile aflate sub tensiune joasă, se va întrebuința o haină uscată, o scînduiă sau alt material neconductor. Se interzice folosirea în acest scop a obiectelor metalice sau umede. Pentru izolare, se vor utiliza mănuși de cauciuc, galoși de cauciuc electroizolanți, covor de cauciuc etc. Dacă accidentatul se află la înălțime, trebuie să se evite pericolul de cădere. După scoaterea, de sub tensiune, accidentatul va fi culcat într-un loc uscat și umbrit, i se vor descheia hainele și i se va încălzi corpul cu sticle cu apă caldă. Dacă nu respi; ă și aparent lipsesc semnele de viață, i se va face respirație artificială, după ce s-au scos hainele cate îl stingheresc și s-au descheiat restul veștmintelor. Respirația artificială se poate realiza prin diferite metode, în funcție de starea accidentatului și de numărul persoanelor care acordă ajutorul. O metodă simplă este procedeul de suflare gură la gură. în cazul în care accidentul este foarte grav, accidentatul trebuie transportat la spital, și deci este necesar ca la fiecare loc de muncă (în întreprinderi — pe ateliere) să existe afișat vizibil numărul de telefon al salvării, pompierilor și miliției, precum și calea de acces spre cel mai apropiat telefon. Asigurarea unui bun instructaj de N.T.S.M. a întregului personal asigură pe de o parte prevenirea accidentelor, iar pe de alta minimi- zarea efectelor acestora atunci cînd s-au produs. C. TEHNOLOGII DE REALIZARE A CIRCUITELOR ELECTRONICE Se cunosc două moduri principial deosebite de realizare a circuitelor electronice și anume : circuite realizate cu componente discrete; circuite realizate cu componente integrate. Din punctul de vedere al modului de realizare a cablajului, se pot distinge următoarele tehnologii : 502 Fig. 17.1. Etaj de audiofrecvență tranzistorizat: a — schema de principiu; b — schema de cablaj executată prin metoda cablajului filar. — echipamentul electronic cu sașiu metalic sau nemetalic, la care cablarea se face spațial cu fire conductoare (cablaj filar) utilizînd reglete, puncte de sprijin, socluri etc.; — echipament electronic fără șasiu, la care montarea pieselor se face pe o placă izolatoare prin metoda cablajului semiimprimat sau imprimat (cablaj plan); — echipament electronic care utilizează tehnica circuitelor imprimate. în acest caz atît componentele (sau numai o parte din ele) cît și cablajul se realizează prin imprimare pe o placă izolatoare; — echipament electronic care utilizează circuite integrate. Integrarea se poate face fie total, fie parțial, pe blocuri funcționale {AF, AFI, RF etc.). în acest ultim caz interconectarea între blocuri se poate realiza prin una din tehnologiile de mai înainte. împărțirea în blocuri funcționale se poate face însă utilizînd oricare din tehnologiile de mai sus. Realizarea blocurilor funcționale prezintă avantaje în cazul reparațiilor, deoarece înlocuirea blocului permite o localizare rapidă a defectului. în vederea realizării posibilităților unei înlocuiri rapide a blocurilor funcționale, interconectarea lor se realizează uneori cu mufe contactoare. Tehnica cablajului filar și tehnica cablajului imprimat pot fi aplicate în construcția echipamentelor electronice, chiar Fig. 17.2. Schema de cablaj a etajului din figura 17.1, a executat prin metoda cablajului semiimprimat. Fig. 17.3. Schema de cablaj a etajului din figura 17.1, a executat prin metoda cablajului imprimat. 503 dacă nu se dispune de un utilaj tehnologic avansat. Pentru aplicarea tehnicii circuitelor imprimate sau a circuitelor integrate, este necesară fie utilizarea unui utilaj tehnologic adecvat, fie a unor blocuri funcționale integrate gata realizate. în acest ultim caz, interconectarea între blocurile funcționale integrate se realizează de obicei prin tehnica cablajului imprimat. Pentru asigurarea unui contact electric corespunzător între diversele componente ce urmează a fi interconectate, se utilizează fie lipirea cu cositor Lp 60, fie sudarea. Prima metodă prezintă avantajul că lipitura, poate fi refăcută de un număr oarecare de ori și poate fi realizată cu mij- loace tehnologice relativ simple. Are însă dezavantajul că implică o tehno- logie corectă de realizare pentru a nu conduce la mărirea rezistenței de contact în timp. Din acest motiv „fiabilitatea" (siguranța în funcționare) lipiturilor este mică comparativ cu fiabilitatea componentelor electronice moderne. Sudarea prezintă avantaje în ceea ce privește rezistența mecanică, și electrică, dar necesită utilaj tehnologic mai complicat și nu permite desfacerea legăturii decît prin secționare. în tehnica circuitelor integrate conexiunile dintre diversele componente ale circuitului se realizează prin sudare, ceea ce asigură o fiabilitate ridicată. Astfel se explică faptul că> circuitele integrate pot avea o fiabilitate mai bună decît a componentelor electronice discrete (rezistențe, tranzistoare etc.). D. MODUL DE AȘEZARE A SUBANSAMBLURILOR ȘI PIESELOR PE ȘASIU Realizarea schemei de cablaj a unui radioreceptor la care se cunoaște schema de principiu impune alegerea unei așezări judicioase a pieselor pe șasiu sau pe placa cu circuite imprimate astfel încît schema de cablaj să» reprezinte pe cît posibil mai îndeaproape schema de principiu a radio- receptorului (să conțină cît mai puține elemente parazite și de valoare cît mai mică). Pentru realizarea schemei de cablaj va trebui să se țină seamă în primul rînd de modul în care sînt plasate comenzile manuale ale radio- receptorului (comutatorul de unde, potențiometrele de volum și ton, axul, butonului de acord fin etc.). Plasarea acestor comenzi depinde de estetica ansamblului general al radioreceptorului. Odată aceste comenzi stabilite ca poziție, urmează stabilirea poziției celorlalte piese. Plasarea celorlalte piese trebuie făcută ținînd seamă de următoarele criterii: — plasarea elementelor urmărindu-se schema-bloc a radioreceptorului; — aranjarea pieselor astfel încît elementele parazite să fie minime — legăturile de conexiune să fie cît mai scurte posibil. în funcție de aceste criterii se caută pozițiile cele mai convenabile ale diverselor piese ale radioreceptorului realizîndu-se schema de cablaj.. După verificarea schemei de cablaj cu schema de principiu a radiorecepto- rului, se verifică dacă schema realizată practic satisface într-adevăr cerințele impuse (dacă radioreceptorul funcționează cu parametrii proiectați). în cazul schemelor de cablaj realizate prin cablaj filar (v. fig. 17.1) se observă aranjamentul corespunzător al pieselor astfel încît să se asigure lungimea minimă a conexiunilor. De asemenea, se observă plasarea pieselor urmărindu-se pe cît posibil schema-bloc a radioreceptorului. Pentru asigurarea unei puneri la masă a etajului cît mai bună, toate legăturile de masă ale etajului se conectează pe cît posibil într-un singur punct sau în 504 puncte foarte apropiate. Punctele de masă trebuie să fie cît mai judicios plasate pe șasiu, iar lipiturile la aceste puncte de masă trebuie să fie realizate cît mai bine. în caz contrar apar reacții, care pot duce fie la înrăutățirea performanțelor radioreceptorului, fie la ieșirea acestuia din funcțiune. în cazul schemelor de cablaj realizate prin metoda circuitelor semi- imprimate (v. fig. 17.2) legăturile de masă vor fi realizate cu fire pe cît posibil mai groase. în cazul schemelor de cablaj realizate prin metoda circuitelor impri- mate, marginea exterioară a plăcii cu circuite imprimate o va constitui legătura de masă. Din motive de economie și de rapiditate în executarea circuitelor imprimate se vor coroda numai porțiunile care delimitează circuitele imprimate nu și restul plăcuței care, prin conectarea la masă, va servi drept ecran, așa cum se observă și din figura 17.3. Așezarea rezistențelor și condensatoarelor pe placa cu circuite imprimate sau semi- imprimate se va face pe cît posibil astfel încît piesele să fie dispuse ori pe linii verticale ori pe linii orizontale. Acest lucru este cerut în special de faptul că pentru a se putea da ușor găurile cu o matriță de tip universal, indiferent de desenul circuitelor imprimate, aceste găuri vor trebui tot- deauna plasate la colțurile unui rastru format din pătrate cu latura de 2,5 mm (rastru modul 2,5). Conform aceluiași standard, găurile vor avea un diametru de 1,3 mm (găurile necesare pentru fixarea unor piese ne- standardizate pot avea și alte diametre). Este posibilă și altă aranjare a pieselor, cu condiția ca ele să respecte totuși modulul rastrului. O astfel de aran- jare însă nu asigură o compactitate bună a montajului, acesta fiind în acest caz nee- fâl conomic. în cazul unor radioreceptoare miniatură din cauza lipsei de spațiu în plan orizontal, piesele sînt dispuse pe 111 verticală. în acest mod se realizează o compactitate mai bună a ansamblului (fig. 17.4). Pentru modul de realizare a schemei de cablaj după schema de princi- Fᵢg ₁₇₋₄ Mₒdᵤₗ de dispunere a pic- piu nu se pot indica decît principii generale seior în sistemul sp în cazul cabia- de care trebuie să se țină seamă în aranja- iuiuⁱ imprimat sau semiimprimat. rea pieselor așa cum s-a arătat mai sus. Nu există însă o metodă care poate fi utilizată pentru determinarea schemei de cablaj optim atunci cînd se cunoaște schema de principiu a radioreceptorului. Din acest motiv este bine să se realizeze prin încercări mai multe desene la scara 1:1, urmînd a fi utilizată în practică varianta care prezintă avantajele cele mai mari. F. ASAMBLAREA PIESELOR ȘI SUB ANSAMBLURILOR Piesele mari trebuie asamblate astfel încît să se asigure o bună fixare mecanică pe șasiu și mai apoi a șasiului în casetă. Pentru fixare se pot utiliza mai multe metode. O metodă utilizează șuruburi de fixare cu piulițe încastrate, cu piulițe normale sau prin înșurubarea directă a șuruburilor în diversele piese de care se face fixarea. 505 pufere de cauciuc ca prezintă avantajul Un alt sistem de fixare utilizează nituirea. în acest caz însă, piesele odată fixate nu mai pot fi desfăcute în mod simplu, ci doar prin deteriorarea niturilor de fixare. în cazul în care fixarea pieselor nu trebuie să reziste la forțe de tracțiune mari (și este vorba de piese de dimensiuni relativ mici) fixarea se poate face rin capsate.. Acest sistem prezintă același dezavantaj ca și nituirea. în unele cazuri fixarea pieselor se face utilizînd urechi care se prind prin îndoire sau răsucire. Acest sistem permite desfacerea pieselor în cazul că acest lucru este necesar, cel mult o dată sau de două ori, după care de obicei urechile de prindere se rup datorită îndoirilor repetate. Un alt sistem de prindere utilizat atunci cînd piesele care trebuie prinse una de alta se fixează definitiv este sistemul de sudură prin punctare. Acest sistem este utilizat numai pentru fixarea pieselor din tablă nu prea groasă (maximum 1,5 mm). Piesele sau ansamblurile a căror prindere nu trebuie să fie prea rigidă, cum ar fi de exemplu fixarea condensatorului variabil pe șasiu sau fixarea șasiului de casetă, se fixează cu ajutorul unor în figură 17.5. Sistemul de fixare cu pufere că în cazul unor șocuri mecanice transmise sub formă de vibrații la una din piesele respective, acestea nu se transmit și la cea- laltă piesă decît în mică măsură. Sînt atenuate în special frecvențele înalte din spectrul șocurilor me- canice respective. Frecvența joasă limită începînd de la care atenuarea amplitudinii șocurilor meca- nice este mai mică decît cea necesară depinde de calitatea cauciucului din care sînt confecționate puferele, precum și de modul în care este realizată prinderea. în general dacă sistemul de prindere este realizat ca în figura 17.5, frecvența limită este de ordinul a 60 —200 Hz în funcție de cît de dur sau de moale este cauciucul utilizat pentru pufere. Unui cauciuc mai moale îi va corespunde o frecvență limită mai coborîtă, dar sistemul va prezenta dezavantajul unui joc mecanic mai mare. Modul de fixare prin pufere este utilizat pentru toate piesele sau ansamblurile supuseefectuluimiciofonic, cum ar fi spre exemplu : condensatorul variabil de 17A sau MF (sau inductanță variabilă de acord de pe MF), primul tub amplificator de AF în ipoteza în care sensibilitatea la bornele de PU este ridicată (sau în cazul magnetofoanelor), picupul propriu al radioreceptorului, atunci cînd acest picup are o doză cu cristal etc. Pentru a coborî cît mai mult frecvența limită și a evita în consecință microfonia la frecvențe cît mai reduse (și anume a coborî frecvența limită pînă la acele valori care ies din banda amplificato- rului de AF) se utilizează sistemul de prindere cu pufere de mai multe ori, de exemplu fixarea condensatorului variabil de șasiu se face cu pufere, iar șasiul se fixează de casetă tot cu pufere. Astfel, vibrațiile mecanice generate de difuzor (sau difuzoare) fixat rigid pe casetă ajung în consecință la condensatorul variabil prin intermediul a două fixări cu pufere. .4 Fig. 17.5. Modul de fixare a condensatorului variabil prin pufere : J — șurub de prindere : 2 — an- samblu de condensator variabil; 3 — pufer din cauciuc; 4 — șasiui; 5 — șaibă ; — distantier. 506 Fig. 17. 6. Diverse sisteme de fixare a pieselor de șasiu : a — fixarea soclului cu șuruburi cu piuliță; b — fixarea soclului prin îndoirea unor porțiuni de șasiu; c - fixarea unei scoabe fu Z priu punctare electrică. în figura 17.6 se arată modul de fixare a cîtorva piese pe șasiu prin metodele indicate mai sus. Fixarea pieselor mărunte (rezstențe, condensatoare) se face prin lipirea reoforilor direct fie pe reglete, fie la contactele soclurilor, fie la punctele de sprijin (fig. 17.7). Dacă cablajul este realizat pe circuite semiimprimate, sau imprimate, numai piesele foarte mari sînt fixate prin mijloacele indicate mai sus, celelalte piese fixîndu-se direct prin fixarea reoforilor la placa cu circuite imprimate sau semiimprimate. Pentru asamblarea acestor plăci se utilizează de obicei șuruburi de prindere. în figura 17.8 se arată modul de fixare a diverselor piese și subansamble în cazul radioreceptorului portabil tranzistorizat „Turist⁴⁴. Pentru fixarea pieselor mari s-au utilizat șuruburi sau capse, iar piesele mici (rezistențe, condensatoare, tranzistoare, diode, transformatoare FI etc.) au fost fixate direct pe plăcile cu circuite impri- mate. Pentru fixarea difuzorului de casetă precum și a unor ornamente s-a folosit metoda urechilor de prindere. Radioreceptoarele moderne utilizează în construcția lor din ce în ce mai mult piese din masă plastică. Astfel, butoanele, ornamentele, scala, în unele cazuri chiar casetele, părțile izolatoare din comutatoarele de unde, carcasele bobinelor etc. sînt realizate din mase plastice. Datorită avantajelor pe care le prezintă, carcasele bobi- nelor sau părțile izolatoare ale comutatoarelor de undă de tip claviatură sau chiar regletele utilizate ca suport pentru circuitele de RF sînt realizate din polistiren. Fixarea pieselor din polistiren se poate realiza fie prin lipire, utilizînd o soluție de polistiren în benzen, fie Fig. 17.7.Punct de sprijin : 1 - șasiu; 2 — șaibă din izolatoare pertinax; 3 — capsă; 4 — șaibă distanțier. 507 Fig. 17.8. Fixarea subansamblurilor în cazul radioreceptorului „Turist". } — bară ferită; 2 — scoabă de fixare a barei din ferită; 3 — difuzor; 4 — sasiu; 5 — bloc funcțional AF\ 5 — potentiometru de volum fixat cu piuliță; 7 — baterie de alimentare; 8 — condensator variabil fixat cu pufere; 9 — bloc funcțional FI; 10 — comutator de game; 11 — șuruburi de fixare autofiletante. Fig. 17.9. Modul de fixare a șasiului unui radioreceptor de casetă prin intermediul puferelor : 1 — casetă; 2 — șurub de fixare a șasiului; 3 — pufer din cauciuc; 4 — șasiu de radioreceptor; 5 — placă fund serviciu; 6 — hoit șurub pentru prindere placă fund serviciu ; 7 — șaibă. prin deformarea la cald (cu ajutorul ciocanului de lipit) a unor știfturi care trec prin găurile date în piesa de fixare. Metoda fixării prin deformare la. cald nu mai permite desfacerea piesei din material plastic decît dacă știftu- rile deformate sînt rupte. Utilizînd metoda fixării prin lipire se pot fixa și piese mari, cum ar fi spre exemplu scalele. Această metodă însă prezintă dezavantajul că după lipire trebuie să treacă un timp relativ lung necesar uscării lacului folosit la lipire. Din acest motiv, uneori pentru lipirea unor piese metalice de piese din material plastic (cum ar fi de exemplu fixarea ornamentelor de butoane) se utilizează rășini epoxidice, compuse din două soluții care pot fi păstrate separat un timp nedefinit. La amestecare, soluția rezultată se întărește foarte rapid făcînd o priză bună. Timpul necesar pentru întărirea soluției este în unele cazuri foarte scurt (10 —15 min). Aceste cleiuri mai prezintă și avantajul unei foarte bune prize atît cu obiectele metalice cît și cu obiectele din mase plastice. Ca exemplu de rășină epoxidică se poate da movitalul sau paluxul (lacul utilizat pentru parchete) sau nestrapolul. Dacă piesele sînt din plexiglas, pentru lipirea lor va trebui utilizat un lac alcătuit din plexiglas dizolvat fie în cloroform fie în acid acetic glacial fie în dicloretan. Piesele din plexiglas pot fi fixate de asemenea prin deformare la cald (cu ciocanul de lipit). Piesele din polietilenă nu pot fi lipite, fixarea lor făcîndu-se numai prin deformare la cald sau prin înglobare mecanică. Se poate realiza astfel un sistem de prindere a butoanelor radio fără șuruburi (prin simpla elastici- tate a unei garnituri interioare din polietilenă a butonului din polistiren, axul butonului fiind puțin tronconic). Piesele din lemn (cum ar fi caseta spre exemplu) necesită sisteme de fixare adecvate. Astfel, pentru fixarea șasiului de casetă se utilizează, șuruburi și pufere ca în figura 17.9. 508 Fig. 17.10. Sistemul de fixare a șalwandului de casetă: I — casetă.: 2 — salwand : 3 — holUuruburl de prindere ; 4 — difuzor; 5 — scoabe de fixare a difuzorului. Difuzoarele pot fi fișate pe casetă fie cu șuruburi, fie cu scoabe ca în figura 17.10. Fixarea șalwandului (a plăcii pe care sînt montate difuzoarele și care este acoperită cu pînză) de casetă se face de obicei prin intermediul unor holțșuruburi (șuruburi de lemn). Același mod de fixare se utilizează și în cazul plăcii spate și plăcii fund serviciu. în alte cazuri fixarea șalwandului se face utilizînd scoabe de prindere fixate prin intermediul unor șuruburi. Capitolul 18 APARATURA NECESARĂ PENTRU REPARAREA RADIORECEPTOARELOR, PICUPURILOR ȘIMAGNETOFOANELOR A. GENERALITĂȚI Radioreceptoarele se depanează în condiții satisfăcătoare numai in cadrul unui atelier echipat cu scule corespunzătoare și aparate de măsurat adecvate. în cazul utilizării unor aparate cu caracteristici necorespunzătoare punctelor de măsurare din radioreceptor apar erori de măsurare care pot fi interpretate ca deranjamente ale radioreceptorului. Depanarea unui radioreceptor nu este echivalentă cu punerea acestuia în stare de funcționare, ci presupune și aducerea la performanțele indicate de fabrica constructoare. Acest deziderat reclamă depanatorului cunoș- tințele necesare privind tehnica măsurărilor, precum și capacitatea de a aprecia corect modul cum performanțele radioreceptorului sînt influențate de modificarea valorii diferitelor piese și elemente de circuit. B. ORGANIZAREA ATELIERULUI DE DEPANARE La organizarea atelierului de depanare se va ține seama de volumul producției, de suprafața disponibilă, de specificul lucrărilor etc. Pe lîngă atelierul de depanare propriu-zis trebuie să existe un birou pentru pri- mirea, înregistrarea și întocmirea fișelor de recepție, ca și pentru depozi- tarea și eliberarea radioreceptoarelor. Schema de organizare poate fi diferită de la un atelier la altul. în principiu, succesiunea lucrărilor de depanare impune o anumită împărțire a locurilor de muncă, după cum urmează : — loc pentru încercări preliminare ; — loc pentru detectarea și înlăturarea deranjamentelor; — loc pentru acordarea receptoarelor și măsurarea performanțelor lor ; — loc pentru lucrări mecanice și bobinaj. în atelierele mici, o parte din locurile de muncă pot fi contopite, reducîndu-se astfel numărul utilajelor tehnice și al aparatelor de măsurare și de control necesare. în ansamblu, atelierul trebuie să cuprindă : mese pentru lucrări de depanare, dulapuri pentru aparatele de măsurat, pentru piese, materiale și scule, rafturi pentru păstrarea aparatelor, cărților de specialitate, sche- melor și altor documentații, lămpi de perete și de masă la locurile de lucru, tablou general de distribuție pentru lumină, prize etc. De asemenea, este necesar un birou pentru păstrarea evidenței lucrărilor și materialelor. 510 C. DOTAREA ATELIERULUI DE REPARARE CU UTILAJE, SCULE, ȘI APARATE DE MĂSURARE ȘI CONTROL 1. LOCUL PENTRU ÎNCERCĂRI PRELIMINARE Locul pentru încercări preliminare servește și la încercările de durată ale radioreceptoarelor. în acest scop, trebuie să existe un tablou de distri- buție (fig. 18.1) cu prize de alimentare penti u curent continuu și alternativ ᵣ prize pentru alimentarea filamentelor și pentru tensiune anodică, rețea, de audiofrecvență, difuzor de control, bucșe de antenă și pămînt și aparate industriale de măsurat ('montate pe tablou). La acest loc trebuie să existe aparate industriale de măsurat. Fig. 18.1. Tablou de distribuție la locul de încercări preliminare. Sculele folosite la încercările preliminare sînt : șurubelnițe de diferite mărimi (fig. 18.2), pensete neizolate (fig. 18.3), pensete izolate, ciocănel de cauciuc (fig. 18.4), chei fixe și tabulare (fig. 18.5) etc. în acest loc de muncă este indicat să se scoată șasiul din casetă și să se monteze din nou în casetă după efectuarea încercărilor de durată asupra radioreceptorului. Casetele aparatelor se depozitează într-un raft, ținîn- du-se evidența lor prin numere de ordine. 511 Fig. 18.4. Ciocănel dc cauciuc. 2. LOCUL, PENTRU DETECTAREA DERANJAMENTELOR Acest loc trebuie să fie dotat cu : tablou de distribuție, generatoare de semnale standard, generatoare de serviciu, generatoare de audiofrecvență cu nivel de ieșire reglabil și frecvență variabilă, voltampermetre (aparate universale), voltmetre electronice de curent continuu și alternativ, ohm- metre cu diferite scări, osciloscop catodic, undametru heterodină, watt me- tru, indicator optic de acord, voltmetru de ieșire, amplificator de audio- frecvență cu sondă de detecție, Q-metre, catometre și tranzistometre. Sculele utilizate în acest loc de muncă sînt : șurubelnițe de diferite mărimi, pensete, chei fixe și tubulare, clești de tăiat sîrmă (fig. 18.6, a, b), a) b) 512 clește universal (patent) cu miner izolat (fig. 18.6, c), clește cu vîrful lat (fig. 18.6, d), clește cu vîrful lung (cioc de rață — fig. 18.6, e), clește cu vîrf rotund (fig. 18.6, /), clește cu vîrful îndoit (fig. 18.6, g). Conductoarele de conexiune din receptoare pot fi așezate și îndrep- tate cu ajutorul sculelor reprezentate în figura 18.7. Conexiunile și elementele di circuit greu accesibile se controlează folosind o lampă de iluminat și o oglindă dentară (fig. 18.8, a și b). Fig. 18.8. Dispozitiv de control pen- tru locurile greu accesibile : — lampă de iluminat; b - oglindă dentară. Fig. 18.7. Scule pentru îndreptarea conductoarelor. Dezizolarea și cuiățirea conductoarelor se poate efectua cu cleștele de tăiat sîrmă, cuțitul de atelier (fig. 18.9, a) sau cu o pensetă specială (fig. 18.9, b). Pentru tăierea foițelor subțiri, a țesăturilor lăcuite, a conductoarelor subțiri etc., se folosește un foarfece obișnuit. Locul pentru detectarea și înlăturarea deranjamentelor mai poate fi dotat cu scule de acordare și verificarea acordării, dacă atelierul nu este prevăzut cu o cabină specială (ecranată) pentru aceste operațiuni. Fig. 18.9. Dispozitiv pentru dezizolarea și curățirea conductoarelor a - cutit de atelier; b — pensetă, pentru dezizolat, conductoare. 513 Fig. 18.10. Ciocane electrice de lipii: a — de putere mare; b - de putere mijlocie ei mică. Fig. 18.11. Suport de menținere sub tensiune redusă a ciocanului de lipit în pauzele de lucru. în timpul depanării, șasiul se așază pe o bucată de pîslă care trebuie să existe pe fiecare masă de lucru. Praful se curăță cu pensule rotunde și plate. Pentru lipirea și dezlipirea conductoarelor și elementelor de circuit se folosesc ciocane electrice de lipit (fig. 18.10, a și b), eventual pistoale de lipit. Calitatea lipiturilor depinde, în afară de îndemânarea depanatorului și de alegerea și starea ciocanului de lipit. în atelier trebuie să existe ciocane de lipit de diferite puteri. Ciocanele de lipit de putere mare (150 —200 W) sînt utilizate la lipirea conductoarelor groase și a suprafețelor mari (lipi- turi la șasiu), ciocanele de putere mijlocie (50—100 W) la lipiturile obiș- nuite, iar cele de putere mică (pînă la 50 W) la lipirea tranzistoarelor, dio- delor și mai ales la lipiturile de plăci imprimate. Utilizarea ciocanului de lipit la intervale mari de timp, fără a fi scos din priză, impune introducerea în circuitul de alimentare a unui dispo- zitiv de reducere a tensiunii (fig. 18.11) în pauza de lucru. Contactul Ky se închide la ridicarea ciocanului de pe suport. Comutatorul K₂ permite utilizarea ciocanului la tensiuni de 220 V sau 110 V. întreținerea în stare de funcționare a ciocanului de lipit comportă următoarele : — păstrarea lui sub tensiune redusă în pauzele de lucru ; — curățirea vîrfului de cupru, îndepărtîndu-se zgura și petele negre, prin pilire la rece și recositorindu-1; — menținerea vîrfului întotdeauna bine cositorit; în timpul lucrului aliajul de pe vîrf trebuie să fie în stare lichidă și neoxidată; — răcirea vîrfului de cupru în aer liber, nu prin introducerea în apă ; — folosirea unei paste decapante care să nu conțină acizi sau săruri corosive •, aceasta va fi preparată din colofoniu pur, activat sau reactivat. Procesul de lipire necesită următoarele operații : — se curăță locul de lipit; — se pregătesc conductoarele care urmează să fie lipite, eventual se cositoresc capetele și apoi se aplică un strat subțire de pastă decapantă; — cu vîrful ciocanului de lipit se ia numai atît cositor cît este necesar pentru o singură lipitură; 514 — vîrful ciocanului de lipit trebuie să atingă cu partea sa lată toată suprafața locului de lipit (se evită atingerea locului de lipit numai cu muchia ciocanului); — lipitura trebuie terminată în două trei secunde, fiind considerată bună dacă aliajul topit îmbracă complet locul și conductoarele lipite, rezultînd o suprafață netedă și lucioasă. Supraîncălzirea pieselor în timpul lipirii poate fi înlăturată, dacă la o anumită distanță de locul de lipit conductorul este ținut cu o pensetă sau cu un clește cu vîrful lat, în vederea canalizării căldurii spre ele ; această operație se impune în special atunci cînd se lucrează la aparate cu tranzistoare sau cu circuite imprimate. în acest caz, carcasa ciocanului de lipit trebuie să fie legată la pămînt, pentru a se evita apariția curenților de fugă, care pot deteriora tranzistoarele. Observație. Prin utilizarea unor scule corespunzătoare (de exemplu, alegerea șurubelniței în funcție de dimensiunile șurubului, alegerea cleștelui potrivit pentru operația ce se execută, folosirea ciocanului electric de lipit de putere corespunzătoare etc.) se reduce timpul de executare a reparației, obținîndu-se în același timp o calitate superioară a acesteia. 3. LOCUL PENTRU ACORDĂRI ȘI MĂSURAREA PERFORMANȚELOR Este foarte important ca acest loc să fie corespunzător utilat, deoarece aici se restabilesc și se verifică performanțele prevăzute pentru tipul de radioreceptor reparat. Este indicat ca măsurările să se efectueze într-o cameră ecranată, în care influențele perturbatoare exterioare să fie minime. Ecranul poate fi realizat din plasă metalică legată la pămînt (fig. 18.12). Plasele metalice sînt montate pe un schelet de lemn, întregul ansamblu instalîndu-se pe izolatoare ceramice. Fig. 18.12. Cameră ecranată în care se fac măsurările de performanțe și acordarea radioreceptoarelor. □15 Fig. 18.13. Șurubelnițe și chei folosite la acord-aliniere. Prizele de alimentare a camerei cu energie electrică se racordează la rețea prin intermediul unui filtru, care oprește frecvențele înalte. Locul pentru acordări și măsurarea performanțelor radioreceptorului trebuie să fie dotat cu aparate de măsurat și de control și cu scule cores- punzătoare, cum sînt : — generatoare de audiofrecvență ; — generatoare de serviciu de radiofrecvență; — generatoare de semnale standard cu modulație în amplitudine și cu modulație în frecvență (CGS); — voltmetre electronice pentru audio și radiofrecvență ; — undametru heterodină; — osciloscop catodic; — distorsiometru și analizor de armonici; — vobulator; — wattmetre de ieșire ; — amplificator de audiofrecvență cu sondă de detecție (căutător de semnal — ,^signal tracer”); — microfon de măsurare ; — amplificator de microfon ; — înregistrator de nivel; — o parte din sculele utilizate la încercări preliminare (șurubelnițe și chei de reglare executate din lamele metalice nemagnetice și cu minere din material izolant, pentrn reducerea influenței asupra circuitelor care se acordează — fig. 18.13). Pentru controlul alinierii radioreceptoarelor se utilizează o sondă for- mată dintr-un tub din material izolant, care are la un capăt o spiră în scurtcircuit sau o bară de alamă, iar la celălalt capăt, un bastonaș de ferită. Conectarea generatoarelor de semnal standard de RF se face cu aju- torul unor antene artificiale standardizate sau cu antena cadru artificială. 4. LOCUL PENTRU LUCRĂRI MECANICE ȘI BOBINARE (ATELIERUL) Lucrările mecanice și bobinarea se efectuează într-o încăpere separată de atelierul de depanare propriu-zis, din cauza zgomotelor și trepidațiilor produse de mașinile-unelte, care ar influența negativ operațiile de măsu- rare, de acordare etc. în acest loc de muncă se efectuează lucrări de lăcă- 516 Fig. 18.14. Unelte pentru lucrări mecanice : a, b — bormagini manuale ; c — bormașină electrică: d — burghie de diferite mărimi; e — foarfece de tăiat tablă; / — ferăs- trău de tăiat metale; 0 — menghină de mină; h — menghină pentru bancul de lucru. 517 Fig. 18.14. Unelte pile de diferite mărimi si forme; k si j — filiere pentru lucrări mecanice și tarozi de diferite mărimi; ni — atezoare de diferite mărimi. 518 tușărie, de confecționare a șasiului clemelor și brățărilor de fixare a dife- ritelor elemente, bobinarea și rebobinarea transformatoarelor, a bobinelor de șoc și a bobinelor de înaltă frecvență. Pentru executarea acestor lucrări atelierul trebuie să fie dotat cu : — mașini de bobinat; — chei fixe și tubulare de diferite mărimi, chei franceze; — bormașină de mînă și electrică (fig. 18.14, a, b, e); — burghie de la 1 la 12 mm (fig. 18.14, d); — foarfece de tăiat tablă (fig. 18.14, e); — ferăstrău de tăiat metale (fig. 18.14, /); — menghină de mînă, menghină paralelă pentru bancul de lucru (fig. 18.14, g și h); — nicovală de dimensiuni reduse; — placă de îndreptat tablă, ciocane de diferite dimensiuni și ciocan de lemn pentru îndreptat tabla; — polizor electric ; Fᵢg. 18.15. Scule și dispozitive de trasat, de punctat și tăiat piese plane : x . h — ac de trasat; c — compas metalic de trasat • a — , a - sunetatorₑₑₕ ₜₐ]ₜₑ . d -comnas de grosime; e - eompas de Interior; uujia ae tăiat. 519 — pile de diferite mărimi și forme (fig. 18.14, i); — filiere și tarozi de diferite mărimi, pentru filete exterioare și inte- rioare (fig. 18.14, k și l); — alezoare de diferite dimensiuni (fig. 18.14, m); — punctator (cherner), ace de trasat, compas metalic, compas de grosime și compas pentru interior, echer metalic, dălți diferite (fig. 18.15, a, b, c, d, e, f, g) j — lampă cu braț pliant (fig. 18.16); — șubler, micrometru, calibre de grosimi și de filet, riglă metalică gradată (fig. 18.17, a, b, c, d și e). în atelier mai este necesar un strung de masă (fig. 18.18) pentru confecționarea unor piese de dimensiuni reduse, pentru găurit, filetat etc. Dacă volumul de lucrări este mare, în atelier se instalează strunguri uni- versale, bormașini electrice verticale, mașini de îndoit, mașini de frezat etc. Fig. 18.17- Instrumente de măsurat și control pentru lucrările mecanice — gubler; & — micrometru; c — calibre de grosimi; d — calibre de filet; e — riglă metalică gradată. 520 Fig. 18.18. Strung de masă. D. DOMENIILE DE UTILIZARE A APARATELOR DE MĂSURARE ȘI CONTROL. CARACTERISTICILE PRINCIPALE în timpul depanării, prin măsurările efectuate, depanatorul se infor- mează asupra stării radioreceptorului. Utilizînd aceste date în mod judi- cios, depanatorul poate depista atît etajul sau elementul de circuit defect, cît și cauzele deranjamentelor. Timpul de depanare poate fi scurtat printr-un număr minim de măsurări urmînd o anumită ordine logică și cunoscînd precis performanțele și domeniul de utilizare a aparatelor de măsurat și control. Ca urmare, atelierul de depanare trebuie să fie dotat cu aparate electrice și electronice în concordanță cu specificul domeniului de măsurare. 1. APARATE ELECTRICE DE MĂSURARE Aparatele electrice de măsurare se utilizează la măsurarea tensiunilor și curenților în domeniul frecvențelor industriale (50 Hz) și în domeniul audiofrecvențelor. Sînt folosite mai ales aparate de tipul voltamperme- trelor (aparate universale). Cu unele aparate de acest tip se pot măsura și elemente de circuit ca : rezistențe, capacități, inductanțe. Din categoria aparatelor electrice simple fac parte și ohmmetrele cu citire directă. 2. APARATE ELECTRONICE DE MĂSURARE ȘI CONTROL a. Generatoare de semnal Generatoarele de semnal furnizează tensiunile de diferite frecvențe necesare în procesul de depanare și control. Acestea pot fi de radiofrec- vență (RF) și audiofrecvență (AF). • Generatoarele de radiofrecvență se împart în : generatoare de serviciu și generatoare de semnale standard. Deosebirea dintre cele două categorii de generatoare constă în aceea că ultimele asiguiă o precizie mai mare a parametrilor de ieșire. în măsurările curente se folosesc gene- ratoare de serviciu. • Generatoarele de audiofrecvență se folosesc ca surse de tensiuni sinusoidale, pentru verificarea etajelor de audiofrecvență. 521 • Generatoarele de impulsuri sînt surse de semnale nesinusoidale, utilizate la modularea radiofrecvențelor și în depanarea radioreceptoarelor. Un generator de impulsuri de construcție simplă este multivibratorul astabil, folosit pe scară largă de radioamatori în procesul de depanare, datorită spectrului larg de frecvență obținut la ieșire. b. Aparate electronice pentru urmărirea semnalelor și măsurarea performanțelor Astfel de aparate sînt voltmetrele electronice de bandă largă și selective, wattmetrele de ieșire, distorsiometrele și analizoarele de armo- nice, frecvențmetrele și undametrele, osciloscoapele catodice, selectogra- fele, microfonul de măsurare, amplificatorul de microfon, înregistratorul de nivel etc. • Voltmetrele electronice se utilizează la măsurarea tensiunilor con- tinue și alternative, începînd de la valori foarte mici, de ordinul mili- volților, pînă la valori foarte mari, de ordinul miilor de volți. Impedanța voltmetrelor electronice este foarte mare ceea ce permite urmărirea sem- nalelor în diferite puncte ale radioreceptorului, precum și măsurarea tensiu- nilor de negativare pe grilele de comandă ale tuburilor electronice fără a perturba funcționarea acestora. La voltmetrele electronice de bandă Largă se păstrează liniaritatea indicațiilor într-un domeniu larg de variație a frecvenței. • Osciloscopul catodic este un aparat cu largi utilizări, ceea ce îl face deosebit de necesar în atelierul de depanare. Astfel, se pot măsura frecvențe cu ajutorul figurilor Lissajous, gradul de modulație, puteri, tensiuni, impedanțe, coeficientul de distorsiuni, se pot, de asemenea, vizualiza curbe în procesul de acord-aliniere și caracteristici de funcționare ale tuburilor și tranzistoarelor. • Selectograful, în principiu, este alcătuit dintr-un generator de semnal modulat în frecvență, un generator de baleiaj, un detector, un amplificator și un osciloscop catodic. Aparatul servește la vizualizarea curbei de selectivitate, ajutînd astfel la reacordarea corectă a circuitelor din radioreceptor. • Căutătorul de semnal (signal tracer) este alcătuit dintr-un ampli- ficator prevăzut cu sondă de detecție. Un astfel de aparat are o largă utilizare în practica radioamatorilor. c. Aparate electronice pentru măsurarea elementeloT de circuit Elementele de circuit se măsoară, în general, folosind principiul punților, ceea ce permite citirea directă a valorilor pe scara aparatului. Măsurarea cu precizie a diferitelor elemente de circuit reclamă existența în atelier a unor punți separate de măsurat rezistențe, inductanțe sau capacități, precum și a punților cu acord automat și afișare numerică a rezultatului. Atelierul de depanare este indicat să fie dotat cu aparate care să permită măsurarea directă a factorului de calitate al inductanțelor (Q-metru). 522 d. Aparate numerice Aparatele numerice (digitale) ocupă un loc tot mai important în tehnica măsurărilor. Acestea se deosebesc fundamental de aparatele analo- gice în sensul că rezultatul măsurării este prezentat direct sub formă nume- rică pe ecranul sistemului de afisaj. Prin aceasta se elimină erorile de citire a rezultatului, crește rapiditatea măsurărilor și siguranța în funcționare, ca o consecință a automatizării procesului de măsurare. în prezent, apara- tele numerice au devenit indispensabile în măsurările uzinale destinate producției, întreținerii și depanării aparatelor, instalațiilor electronice și radioreceptoarelor. Aparatele numerice cele mai răspîndite sînt voltmetrele, frecvențme- trele, fazmetrele. Principiile constructive ale acestora sînt foarte variate, vizînd în principal anumite performanțe cerute, în ceea ce privește dome- niul de măsurare, precizia și rezoluția, impedanța de intrare, stabilitatea la zgomote, automatizarea procesului de măsurare, prețul de cost. Apara- tele numerice sînt în principal alcătuite din circuite electronice cu func- țiuni logice. e. Aparate pentru măsurat și verificat tuburi electronice, tranzistoare și circuite integrate Astfel de aparate sînt catometrele și tranzistormetrelc. • Catometrul este un aparat cu ajutorul căruia se pot efectua diferite verificări și măsurări asupra tuburilor electronice. Punerea tuburilor electronice în condiții normale de lucru reclamă existența cataloagelor de tuburi sau a cartelelor perforate care să indice caracteristicile și valorile importante pentru fiecare tub în parte. în atelier trebuie să existe în afară de cataloagele de tuburi și tabele cu tuburi echivalente. Tranzistormetrele sînt aparte cu ajutorul cărora se pot efectua rapid, prin manipulări simple, măsurări și verificări asupra tranzistoarelor pnp și npn, atît în curent continuu, cît și în curent alternativ (măsurarea para- metrilor h la semnale mici). în procesul de verificare a tranzistoarelor o importanță deosebită o prezintă adaptorul necesar osciloscopului catodic pentru vizualizarea caracteristicilor statice ale acestora. Astfel se poate obține o informare la care efectele reactive devin importante, și se pot sesiza micile neregulari- tăți ale caracteristicilor într-un domeniu de variație mult mai larg al tensiunii de colector. • Aparatul pentru testarea circuitelor integrate este destinat verifi- cărilor rapide ale circuitelor integrate lineare, cum sînt amplificatoarele operaționale, comparatoarele, amplificatoarele AF și UF de bandă largă, în principal măsoară parametrii de c.c. : tensiunea și curentul de dezechi- libru de intrare (offset), tensiunea de ieșire, amplificarea fără reacție. Folo- sind și aparatură auxiliară permite de asemenea măsurarea parametrilor dinamici: zgomot, distorsiuni, răspunsul în frecvență, cîștigul în curent alternativ. Un astfel de set pentru testul circuitelor integrate conține toate sursele de alimentare necesare, este prevăzut cu mijloace de reglare a valorii tensiunilor respective și cu un instrument pentru citirea diferi- ților parametri. De asemenea, are o serie de borne de intrare, pentru conectarea aparaturii auxiliare, generatoare de semnal, voltmetre elec- 523 tronice, osciloscop etc. în scopul măsurării parametrilor dinamici. Circuitul de test se așază într-un adaptor ce corespunde soclului circuitului inte- grat respectiv. Testul poate fi alimentat fie de la (opt) baterii (de 9 V), fie de la rețeaua de c.a., în care caz în lăcașul destinat bateriilor se intro- duce alimentatorul. Principiul de lucru al aparatului; tensiunile de lucru și de test necesare sînt asigurate prin 4 stabilizatori electronici de la 8 baterii de 9 V, încît descărcarea lor treptată să nu influențeze măsurătorile. Două surse sepa- rate, ajustabile, al căror curent și tensiune se pot citi la instrument, asigură tensiunile de alimentare V ± și V—. Celelalte două surse de asemenea ajustabile, sînt destinate testului propriu-zis. Tensiunea de intrare Vᵢₙ poate fi ajustată și citită cu precizie la instrument, iar cu ajutorul unui comutator se poate alege intrarea la care este aplicată. Cîștigul înc.c. fără reacție se poate determina pentru oricare din intrări, măsurînd ten- siunea de ieșire Vₒᵤₜ. Această măsurătoare este corectă numai dacă tensiu- nea de dezechilibru la intrare VOff a fost în prealabil compensată. în acest scop este prevăzută a 4-a sursă, V₀FP. Reglajul VOff este indepen- dent de celelalte reglaje și este suficient să fie făcut o singură dată în cursul măsurătorilor. Pentru a putea măsura cu precizie tensiunile mici, cum sînt V/N și VOfF, acestea sînt aplicate circuitului testat prin inter- mediul unor divizoare de tensiune foarte precise, instrumentul de măsură fiind conectat la intrarea divizorului. 3. CARACTERISTICILE PRINCIPALE ALE UNOR APARATE DE MĂSURARE a. Aparate universale Domeniul de măsurare : tensiuni 0,1.. .1,000 V c.a. sau c.c. curenți 0,001... 6 A c.a. sau c.c.; rezistențe 0,001... 10⁵Q Eroarea de măsurare: în c.c.... ±1%; în c.a.... ±1,5%. b. Generatoare de semnale de radiofrecvență pentru MA Modulația internă : 1 000 Hz. Domeniul de frecvență : minimum 150 kHz... 30 MHz. Eroare de etalonare : maximum ±1%. Gradul de modulație : reglabil între limitele 0 și 80 %, Amplitudinea semnalului la ieșire : reglabilă, între 1 țxV și 100 mV fixă, 1 V. Impedanța de ieșire : 75 Q. c. Generatoare de semnale de ultraînaltă frecvență pentru MF Domeniul de frecvențe: 9,6.. .240 MHz. Modulația internă: 1 000 Hz. Eroarea de etalonare: maximum ± 1%. Deviația de frecvență : reglabilă minimum între limitele 0 și 100 kHz. 524 Gradul de modulație : reglabil minimum între limitele 0 și 75%. Amplitudinea semnalului la ieșire : reglabilă între 0,5 p.V și 50 mV. Impedanța de ieșire : 60 Q. d. Generatoare de semnale de audiofrecvență Domeniul de frecvențe : 20 Hz... 20 kHz cu o neuniformitate mai mică decît ± 1 dB. Eroare de etalonare : 1% ± 1 Hz. Tensiune de ieșire : reglabilă. Factorul de distorsiuni armonice: maximum 0,5%. e. Microfonul de măsurare Tipul: microfon de presiune. Caracteristica amplitudine-frecvență : de la 0 la 20 kHz, cu o neuni- formitate de maximum ± 2 dB. Caracteristica de directivitate : sferică, cu abaterea de ±4 dB în plan orizontal, pînă la 10 kHz. Sensibilitatea : între 0,7 și 1,4 mV/p. bar. f. Amplificatorul de microfon Caracteristica amplitudine-frecvență: 20 Hz... 20 kHz, cu o neuni- formitate de maximum ±0,5 dB. Impedanța de intrare : adaptată la impedanța microfonului. Factorul de distoriuni armonice : mai mic de 1 %. Nivelul zgomotului de fond : mai mic cu 66 dB față de tensiunea maximă de ieșire de 1 V. g. Voltmetrul electronic de AF Domeniul de măsurare : 1 mV.. .100 V. Caracteristica amplitudine-frecvență : de la 20 Hz la 20 kHz, cu o neuniformitate de maximum ±0,2 dB. Precizia atenuatorului pe întreaga scară : mai bună de 99%. Impedanța raportată la capacitatea de intrare : 10 MQ/20 pF. Sensibilitatea indicației: deviație de 2 % pentru o variație de ten- siune de 10%. h. Wattmetrul de ieșire Domeniul de măsurare : minimum 0,1... 5 W. Impedanța de intrare : reglabilă între 2,5 Q și 20 kQ. 525 i. Distorsiometrul Domeniul de măsurare: 0,l%...15%. Eroare de etalonare : ±10% pentru 3% < lc < 10%. Domeniul de frecvență al fundamentalei : 20 Hz.. .10 000 Hz. Domeniul de frecvențe ale armonicelor : pînă la 30 kHz. j. Uudametrul heterodină Gama de frecvențe : 20.. .300 MHz. Eroarea de frecvență: 0,005%. k. înregistratorul de nivel Gama de frecvențe : 20 Hz.. .20 kHz, cu o neuniformitate de maxi- mum ±0,2 dB. Domeniul de reglare a vitezei acului indicator : 50.. .500 mm/s. Reglarea gamei dinamice : între 25 și 75 dB. Viteza de deplasare a diagramei de înregistrare: 0,03... 100 mm/s. Sensibilitate : 5.. .10 mV. Impedanța de intrare : 25.. .50 kQ. 1. Punți de măsurare Rezistențe : 0,01 Q la 100 MQ, cu o abatere de ±5%. Inductanțe : 0,1 pH la 1 000 H, cu o abatere maximă de ±3 % pînă la lOmH și ±10% peste 10 mH. Capacități : 0,1 pF la 1 000 jxF, cu o abatere maximă de ±2% pînă la 10 000 pF și ±10% peste 10 000 pF. m. Q—metrul Factorul de calitate: minimum 0...400, în domeniul de frecvențe, 30 kHz.. .30 MHz. Eroare de măsurare: ±5%. 4. APARATE ȘI ACCESORII NECESARE PENTRU VERIFICAREA PICUPURILOR Instrumentele electrice și aparatele de măsurare electronice care sînt utilizate la depanarea radioreceptoarelor se pot utiliza și la depanarea și verificarea picupurilor. La acestea se adaugă următoarele : fluctuometrul, necesar la veri- ficarea fluctuațiilor de viteză; discuri etalon, pentru verificarea caracte- 526 risticii de frecvență a diafoniei, a nivelului de zgomot; discuri strobo- scopice pentru verificarea turației; balanță sau dinamometru pentru veri- ficarea forței de apăsare; lupă pentru controlul uzurii acului de citire. 5. APARATE SI ACCESORII NECESARE PENTRU VERIFICAREA MAGNETOFOANELOR Față de aparate și accesoriile enumerate la depanarea radiorecep- toarelor și picupurilor, pentru magnetofoane mai sînt necesare următoarele : comparator de tip ceas, demagnetizor; benzi etalon sau de măsurare. • Comparatorul de tip ceas se folosește la măsurarea bătăii axului de antrenare și a celorlalte piese ce execută mișcări de rotație. • Demagnetizorul servește la demagnetizarea pieselor din materiale feromagnetice care vin în contact cu banda, în special a capului de înre- gistrare și redare (cap combinat). Constructiv, demagnetizorul este alcă- tuit dintr-o bobină cu miez magnetic deschis, fixată pe un mîner din mate- rial izolant. înfășurarea bobinei se conectează la rețea. Pentru a se evita încălzirea excesivă a miezului și a bobinei, se recomandă ca timpul de lucru efectiv să nu depășească trei minute. • Benzile de măsurare (benzi etalon) sînt realizate după anumite norme și sînt utilizate la verificarea performanțelor și la reglarea magne- tofonului. în general, pe o bandă de măsurare sînt plasate patru înregistrări. în figura 18.19 sînt indicate cele patru întregistrări, deosebite în ceea ce privește nivelul semnalului înregistrat, frecvența și intervalele de timp. ICUOHz 10kHz 1000Hz , 1000 ,30 ,80 ,BO , 120 ,250,5UU ,1kH , 2 ,8,6,8 ,10kHz 12 , 15 , >8 , Z WOUHz 10kHz 1000Hz ,1000 30 , 80 , BO ,120 ,250 ,500,1kH ,2 4 , g ,9 ,’² ,‘5 , ,S . ¹ 333Hz 8kHz 333Hz , 333,30 , 8B , BO ,120 ,250,500 ,lkH , 2 ,4 ,6 ,8 ,10 ,12 ,333 , IBQHz 6kHz 166Hz , 166 30,80, BO ,120 ,250,500,1kH 2 , 4 , B ,8 ,166Hz , Fluxul corespunzător nivelului maxim de înregistrare pentru di ferite viteze: v=76,2cm/s v-38,1em/s v-18,05 cm/s *1000pWO =(l,6-2)'1lt³pWb îmHx-IOpWb Fig. 18.19. Cai’acleristicile benzilor de măsurare. Frecvențele corespund la vitezele uzuale de antrenare a benzii. Prima înregistrare servește la măsurarea amplificării canalului de redare, a doua înregistrare la reglarea poziției întrefierului față de bandă, a treia la măsu- rarea caracteristicii de frecvență și a patra la reglarea canalului de înre- gistrare și la măsurarea raportului semnal!zgomot. 527 în afaiă de înregistrările specificate, banda de măsurare conține o înregistrare cu frecvența de 3 000 Hz pentru măsurarea factorului de fluctuație și o înregistrare cu variație continuă a frecvenței, necesară trasării caracteristicii de frecvență pe un înregistrator rapid (numai pentru viteze de 38,1 și 76,2 cm/s). E. CAMERA ACUMULATOARELOR în cazul atelierelor de depanare cu volum mare de luciări, este nece- sară amenajarea unei camere pentru încărcarea acumulatoarelor, separată de atelier. Instalația de încărcare a acumulatoarelor trebuie să fie prevăzută cu redresoare corespunzătoare, cu reostate de reglaj al curentului de încărcare și cu aparate de măsurare a curentului de încărcare. Dacă acumulatoarele au aceeași capacitate, este indicat ca ele să se conecteze în serie atunci cînd se încarcă, iar dacă au capacități diferite se vor încărca fie individual, fie printr-o conectare mixtă (serie-paralel), așa fel încît prin fiecare acumu- lator să treacă curentul de încărcare corespunzător. Acumulatoarele alcaline nu se încarcă în aceeași încăpere și în același timp cu acumulatoarele cu plumb. Dacă nu există încăperi separate, între încărcarea acumulatoarelor cu plumb și încărcarea acumulatoarelor alca- line se lasă să treacă un interval de timp. Curentul de încărcare admisibil, la acumulatoarele cu plumb se stabi- lește la 1/10 din capacitatea acumulatorului, iar pentru cele alcaline la 1/4 din capacitatea în amperore. Acumulatoarele cu plumb se consideră încărcate cînd tensiunea la borne, în timpul încărcării ajunge la 2,7 —2,8 V pe element (sau densitatea electrolitului este de 28° Beuamd), iar acumu- latoarele alcaline la 1,8 V pe element. în timpul încărcării, temperatura electrolitului nu trebuie să depășească 40°C. Acumulatoarele se consideră descărcate, cînd tensiunea ajunge la 1,8 V pe element la acumulatoarele cu plumb și la 1,1 V pe element la cele alcaline. F. MĂSURI DE PROTECȚIA MUNCII în montajele de alimentare fără transformator de rețea (universale), precum și în cele prevăzute cu autotransformator, unul din conductoarele de rețea este conectat la șasiul receptorului. Datorită acestui fapt, pentru o anumită poziție a ștecherului în priză, faza rețelei poate fi aplicată direct pe șasiul receptorului. Atingerea șasiului sau a părților metalice ale receptorului constituie un pericol de electrocutare, atunci cînd ștecherul este introdus în priză, chiar dacă receptorul nu este în funcțiune. Ca urmare, la montarea sau la depanarea receptoarelor de radio și a televizoarelor cu alimentare universală sau prin autotransformator, este necesar să se respecte următoarele măsuri de protecție a muncii : Conectarea ștecherului trebuie astfel făcută încît conductorul corespunză- tor nulului rețelei să fie conectat la șasiu. Pentru aceasta ștecherul cordo- nului este marcat cu un punct colorat, care corespunde conductorului pe care trebuie aplicată faza rețelei. în mod corespunzător, faza rețelei va fi 528 marcată pe toate prizele de alimentare, tot cu un punct colorat. Precizarea, situației se face prin măsurat ea tensiunii între bornele prizei și un punct- de pămînt (calorifer, conductă de apă). Butoanele de manipulare a reglajelor receptorului să fie fixate pe axele potențiometrelor eu ajutorul șuruburilor îngropate sau fără șuruburi. în cazul căderii sau scoaterii unor butoane, atingerea axurilor metalice ale poten- țiometrelor este periculoasă, atît timp cît aparatul este în priză, chiar dacă- nu este în funcțiune. Șasiul receptorului nu trebuie legat la pămînt, deoarece acest lucru ar constitui un scurtcircuit net al tensiunii de alimentare de la rețea. Atingerea antenei este periculoasă, deoarece la străpungerea condensa- torului de izolație a antenei pentru o anumită poziție a ștecherului în priză faza rețelei de pe șasiu se aplică pe antena exterioară. în cazul depanării, receptoarele vor fi alimentate de la rețea în mod obligatoriu, prin intermediul unui transformator separator cu raportul 1/1. Prin aceasta, atingerea șasiului sau părților metalice ale receptoarelor nu mai este periculoasă. Ca urmare a condițiilor specifice de lucru, este obligatoriu ca tuturor depanatorilor, mai ales începătorilor să li se facă un instructaj inițial asupra cunoașterii și respectării normelor de securitate a muncii. Cunoștin- țele vor fi reîmprospătate periodic, iar însușirea normelor de tehnica secu- rității muncii de către depanator va fi consemnată într-o fișă de instructaj individual. Se interzice accesul depanatorilor într-un loc de muncă orga- nizat, fără instructaj consemnat în fișă. Capitolul 19 METODE GENERALE DE REPARARE A. GENERALITĂȚI Depanarea unui radioreceptor presupune aducerea acestuia la perfor- manțele inițiale. Problema de bază a depanării constă în localizarea piesei (sau pieselor) care, modificîndu-și structura sau valorile parametrilor afec- tează nemijlocit una sau mai multe din performanțele radioreceptorului. Piesa defectă poate fi căutată la întîmplare sau printr-o muncă meto- dică. încercările la întîmplare necesită un număr mare de măsurări și verificări și, ca urmare, sînt contraindicate. Metoda optimă de depanare se consideră aceea care conduce în timpul cel mai scurt și cu un număr minim de măsurări și verificări, la localizarea piesei (sau pieselor) defecte. Acest deziderat este satisfăcut numai dacă se cunoaște foarte bine funcționarea radioreceptorului, modul cum defec- țiunea modifică performanțele globale reale, legătura dintre simptom (observații subiective asupra performanțelor) și performanțele afectate (radioreceptor, etaj, piesă). Precizăm că simptomul nu reflectă întot- deauna cîte și care din performanțele radioreceptorului sînt afectate, după cum modificările structurale ale unor piese nu se traduc cu modificări echivalente ale performanțelor. în astfel de situații numărul de măsurări trebuie extins de la perfor- manțele generale la performanțele subansamblurilor, respectiv la etajele presupuse defecte. Metodele statistice demonstrează că numărul minim de măsurări se obține dacă se face uz de sistemul binar. Astfel, într-un radioreceptor etajele sînt dispuse în lanț de semnal, excluzînd etajul oscilatorului local, etajul redresor și, eventual, circuitele suplimentare privind diversele automa- tizări. împărțirea lanțului de semnal în două tronsoane contribuie la loca- lizarea deranjamentului printr-o singură măsurare de performanțe. Deran- jamentul este plasat fie în tronsonul supus măsurărilor, dacă se constată că la acesta performanțele sînt afectate, fie, în caz contrar, în tronso- nul celălalt. La un radioreceptor împărțirea în două tronsoane devine deosebit de simplă dacă delimitarea se face la nivelul etajului detector. Primul tronson include etajele de radiofrecvență {RA?}, inclusiv etajul (etajele) schimbător de frecvență și demodulator (detector), iar al doilea tronson este alcătuit din etajele de audiofrecvență (amplificatoarele de audiofrecvență AAF). Se recomandă ca măsurările să se execute asupra tronsonului de AAF care dealtfel necesită aparatură de măsurare mai simplă. La nivel de informare generală (pentru radioamatori și specialiști ce nu dispun la locul verificării 530 radioreceptorului de aparatura de măsurare specifică), se apelează la indi- catorul optic de acord pentru depistarea defectului tronsonului de RF, FI și detector, și la picup pentru etajele de AAF. Dacă se face uz de alt sistem de numerație, adică se împarte lanțul de semnal în trei sau mai multe tronsoane, atunci numărul maxim de măsu- rări este mai mare în comparație cu numărul de măsurări necesar la împăr- țirea în două tronsoane. Pentru o singură împărțire în două, respectiv trei tronsoane, numărul de măsurări este dublat la împărțirea în trei tronsoane față de împărțirea în două tronsoane. Continuînd această împărțire pînă la nivelul etajului defect, se ajunge la un număr maxim de măsurări n₂, respectiv n₃, ce depinde de numărul etajelor N. în tabela 19.1 sînt date valorile n₂ și n₃ în funcție de numărul de etaje N. Tabela 19.1 Numărul maxim de măsurări n₂ respectiv nₛ, in funcție de numărul de etaje N N 3 4 6 7 8 9 10 11 12 n2 2 2 3 3 3 3 4 4 4 4 2 3 3 3 4 4 4 5 5 Practic se recomandă ca împărțirea să se facă în tronsoane alcătuite din etaje cu caracteristici asemănătoare (RF, AFI, AAF), vizînd în prin- cipal utilizarea aceleiași aparaturi și la o nouă împărțire a tronsonului. După localizarea etajului defect se fac investigații pentru localizarea piesei (pieselor) defecte. Se poate ajunge direct la rezultat, corelînd infor- mațiile obținute din măsurările de performanțe cu schimbările survenite în parametrii piesei presupusă defectă și capabilă să genereze unele modi- ficări de performanțe. Dacă acest lucru nu este posibil, se face uz de rezul- tatele obținute la măsurarea regimului static de funcționare al tuburilor electronice sau tranzistoarelor. Observație. Măsurările respective nu se pot face decît cu radio- receptorul alimentat. în multe cazuri se evită irosirea de timp dacă în metodica depanării se respectă două faze : prima, verificarea radiorecep- torului nealimentat (fără să fie demontat), și a doua, cu el alimentat. La unele radioreceptoare moderne, alcătuite din etaje cu circuite inte- grate, localizarea etajului defect este însăși etapa finală a localizării defec- tului, întrucît depanatorul nu are acces la elementele interne ale blocului funcțional și urmează ca acesta să fie înlocuit integral. 531 B. VERIFICAREA RADIORECEPTORULUI REALIMENTAT Această fază se impune pentru a se evita apariția unor defecte supli- mentare în cazul punerii sub tensiune a radioreceptorului. în urma unui control exterior se pot obține indicații referitoare la «tarea butoanelor de comandă (fig. 19.1, a, punctele 1, 3, 5, 6, 7, 9), funcțio- narea mecanică a comutatorului de unde sau a claviaturii (fig. 19.1, a, punctul 50, indicatoarele scării de acord (fig. 19.1, a, punctele 2, 4), starea bucșelor din spatele radioreceptorului (fig. 19.1, b, punctele 10,11,12, 13), Fig. 19.1. Aspectul exterior al unui radioreceptor : a — vedere din fată; b — vedere din spate. poziția schimbătorului de tensiune a rețelei (fig. 19.1, b, punctul 14), existența siguranțelor (fig. 19.1, b, punctul 15), starea cordonului de ali- mentare (fig. 19.i, b, reperul 16) etc. La controlul exterior se va pune accentul pe fixarea corectă a schim- bătorului de tensiune (în concordanță cu tensiunea rețelei). Neconcordanța se poate solda în unele cazuri cu deteriorări foarte grave (cînd schimbă- torul de tensiune este fixat pe o poziție ce indică o tensiune mai mică decît a rețelei). în ceea ce privește schimbătoarele de tensiuni, ele difeiă constructiv, în majoritatea radioreceptoarelor în țara noastră construite, se utilizează schimbătorul de tensiune tip carusel : simplu, cu piciorușe pentru contact (fig. 19.2, a) sau cu șurub (fig. 19.2, b). Fig. 19.3. Marcarea cordoanelor la radioreceptoarele cu alimentare din baterii. Fig. 19.2. Schimbător de tensiune de tip carusel: a — carusel_siniplu; b — carusel cu șurub. 532 La radioreceptoarele alimentate de la acumulatoare, pile și baterii, trebuie verificate plăcuțele de marcare a tensiunilor (fig, 19.3) și polari- tatea bornelor (fig. 19.4). Verificarea preliminară a siguranțelor (fără aparate de măsurat) constă în observarea directă a continuității fuzibilului, cînd acest lucru este posibil. Se menționează că nu întotdeauna această verificare este conclu- dentă, deoarece se poate întîmpla ca întreruperea firului fuzibil să nu fie vizibilă. Fig. 19.4. Marcarea polarității la radioreceptoarele cu tranzistoare. Se verifică de asemenea sînt calibrate corespunzător tipului de aparat. La radioreceptoarele prevăzute cu siguranțe termice se va observa dacă firul elastic este sau nu depărtat de contact. Verificarea radioreceptorului nealimentat presupune, printre altele, o sumară observare a pieselor și a circuitelor radioreceptorului, fără a scoate șasiul din casetă, demontând doar capacele. în acest mod vor putea fi ușor stabilite elementele de circuit cu defecte evidente, starea lipiturilor și a cablajului. Prezența fisurilor la rezistențe și condensatoare, exfolieri, urme de carbonizare parțială sau totală, întreruperea cablajului imprimat, exfolierea placatului de cupru și a pastilei de contact etc. sînt indicații de suspectare a piesei și a circuitului defect. înainte de înlocuirea sau repararea piesei defecte se va căuta cauza care a condus la defecțiune și numai după înlăturarea acesteia se trece la depanarea propriu-zisă. C. VERIFICAREA RADIORECEPTORULUI ALIMENTAT 1. INDICAȚII METODICE Dacă verificarea sumară nu conduce la localizarea defectului (a piesei defecte), se trece la localizarea etajului defect și, în continuare, la depis- tarea piesei defecte. Astfel de verificări presupun măsurări de performanțe pe global sau pe subansamble, determinarea defectului prin măsurări obiective sau metode subiective (observînd manifestările acustice ale radioreceptorului), localizarea piesei defecte (parametrii ieșiți din toleranțe) prin metode statistice, eventual corelînd informațiile dobîndite asupra simptomului și a cauzelor lui cu influența exercitată de parametrii pieselor asupra funcțio- nării schemei. Ca măsură de precauție, înainte de punerea sub tensiune a radiorecep- torului este bine să se măsoare rezistența căilor de electroalimentare cu 533 Fig, 19.5. Măsurarea puterii absorbite de la rețea cu ajutorul wattmetrului. Fig. 19.6. Măsurarea puterii absorbite de la rețea prin metoda voltmctrului- ampermetrului tensiune continuă (tensiune anodică, de colector etc.). Eventual, într-o primă etapă alimentarea se va face cu o tensiune redusă, de circa jumătate din tensiunea nominală, avînd grijă ca între radioreceptor și sursa de electroalimentare să se introducă o siguranță fuzibilă corespunzător calibrată. Este indicat ca odată cu alimentarea electrică să se măsoare puterea, respectiv curentul absorbit de la rețea sau de la sursele de electroali- mentare. Această verificare necesită aparatură de măsurare simplă și în multe cazuri conduce la localizarea defectului (defecte de electroalimen- tare) fără să mai fie nevoie de măsurări suplimentare. Măsurarea puterii absorbite de radioreceptor se face direct, conectînd un wattmetru monofazat ca în figura 19.5, sau indirect, cu ajutorul voltme- trului și al ampermetrului (fig. 19.6). După citirea indicațiilor puterea se calculează cu formula : P = UI [VA]. în anumite cazuri se cunoaște puterea absorbită și tensiunea rețelei sau tensiunea rețelei și rezistența de sarcină, eventual curentul și rezistența de sarcină, ceea ce necesită aplicarea formulelor : p 11^ I = [A] ; P = [VA]; P = I^VA]. La alimentarea radioreceptorului de la acumulatoare sau baterii se verifică consumul general de curent (fig. 19.7). Conectarea instrumentului cu o bornă la masă evită scurtcircuitarea sursei de către instrument la o eventuală manevrare greșită. Dacă radioreceptorul necesită două surse de curent continuu, una pentru filamente și alta pentru tensiunea anodică, în ipoteza că firele nu sînt marcate se recomandă ca la început să se conecteze sursa de alimen- tare a filamentelor și numai dacă acestea se încălzesc (prezintă luminozi- tate) să se conecteze sursa anodică. Atît valoarea tensiunilor cît și polari- tatea, mai ales la radioreceptoarele cu tranzistoare, trebuie respectată cu strictețe. Puterea și consumul de curent măsurat trebuie să corespundă valo- rilor date în prospect. Dacă depanatorul nu dispune de prospect, atunci Fig. 19.7. înserierea instrumentului pentru măsurarea consumului general. 534 consumul se apreciază ținîndu-se seama de numărul și tipul tuburilor electronice și al tranzistoarelor. în general, la radioreceptoarele cu tuburi puterea consumată de la rețea se încadrează în limitele 15.. .250 W. La radioreceptoarele cu tran- zistoare, consumul depinde de numărul tranzistoarelor și de clasa în care lucrează etajul final. Dacă etajul final este în contratimp clasa B sau cu tranzistoare com- plementare, atunci consumul de curent este mic în lipsa semnalului de la intrare. Astfel, radioreceptoarele echipate cu 6 —8 tranzistoare și cu pute- rea la ieșirea etajului final sub 0,1 W, consumă între 8 și 12 mA. La un număr de 9 —13 tranzistoare și la o putere la ieșire cuprinsă între 0,25 și 1 W, consumul general se cifrează la 20...30mA. Acest consum crește la radioreceptoarele staționare chipate cu un număr mai mare de tran- zistoare și au putere de ieșire mai mare de 2 W. Un consum general exagerat (mult mai mare decît 4 —5 ori consumul normal) indică scurtcircuite în cablaj, în decuplări, existența spirelor în scurtcircuit la transformatorul de rețea, defecte în etajul final și etajul redresor. Spirele în scurtcircuit se trădează prin încălzirea excesivă a transfor- matorului la funcționarea în gol. Consumul mărit (fără să se depășească o anumită valoare, de obicei mai puțin de 4 ori consumul normal) se datorește unor scurtciruite după rezistența de filtraj (condensatoare electrolitice, tranzistoare etc.), regi- mului static necorespunzător de lucru al tuburilor și tranzistoarelor, even- tual nesimetriei tranzistoarelor din etajul final. în cazurile amintite, radioreceptorul urmează să fie scos de sub ten- siune și în continuare să se verifice traseele de alimentare a tranzistoarelor și tuburilor, precum și elementele de circuit din etajul redresor. Un consum general mai scăzut decît cel normal (sub 70%) poate avea drept cauză întreruperea alimentării fie a etajului final, fie a unui bloc funcțional, eventual uzura sau arderea unui tub electronic, întreru- perea joncțiunilor la tranzistoare etc. Dacă consumul este mai mic sau se încadrează în limitele normale, atunci se trece la localizarea tronsonului sau etajului defect și în final a piesei defecte. .Notă. înainte de a se trece la o serie de verificări, este bine ca depana- torul să se informeze de la posesorul radioreceptorului de condițiile în care a apărut defecțiunea, cu alte cuvinte de simptomul în baza căruia radioreceptorul urmează să fie reparat sau funcționează cu performanțe reduse în mod perceptibil. Măsurările de performanțe pe tronsoane sau etaje se vor limita la acelea care duc nemijlocit la reducerea performanțelor globale. 2. METODE DE LOCALIZARE A DEFECTULUI LA NIVELUL TRONSONULUI ȘI AL ETAJULUI Localizarea tronsonului sau a etajului defect presupune efectuarea de măsurări prin conectarea aparatelor de măsurare în diverse puncte ale radioreceptorului, lucru ce se manifestă prin modificarea condițiilor normale de funcționare și implicit prin afectarea performanțelor reale. 535 — La alegerea metodei trebuie să se țină seama de : — clasa în care se încadrează defectul; — posibilitatea de localizare a defectului cu un număr minim de măsurări; — cantitatea și complexitatea aparatelor de măsurare și control necesare; — gradul de modificare a performanțelor' radioreceptorului prin conec- tarea aparatelor de măsurare și control; — locul unde se execută depanarea și aparatele disponibile. Pe baza acestor considerente se pot aplica următoarele metode : metoda aplicării semnalului sau „injecției de semnal” ; metoda dinamică sau „de urmărire a semnalului”; metoda de substituire a etajelor sau a blocurilor funcționale. a. Metoda aplicării semnalului (sau „injecției de semnal”) Metoda presupune aplicarea semnalului începînd de la etajul final către circuitele de intrare și constă în măsurarea performanțelor unui etaj și în continuare a etajelor precedente. Modificarea performanțelor unui etaj este sesizată de către aparatura de măsurare și control și constituie un indiciu de localizare a defectului pe etaj. Metoda injecției de semnal este sintetizată în schema-bloc dată în figura 19.8. Ordinea în care se injectează semnalul este marcată cu cifrele 1, 2, 3, 4F.. ,7F pentru MF și 1, 2, 3, 4 A.. .7 A pentru MA. Pentru injecția semnalului se utilizează generatoare de AF, FI, RF, cu posibilitate de modulație MA și MF. Nivelul semnalului aplicat de la generator se va reduce în mod corespunzător, cînd se trece de la un etaj superior la altul inferior, ca urmare a aportului amplificării etajului res- pectiv. Generatorul nu se conectează direct, pentru a nu se modifica condițiile de lucru, ci prin intermediul unor condensatoare a căror valoare depinde de etaj și de radioreceptor. Astfel, la radioreceptoarele cu tranzistoare capacitatea este de 10.. .20 gF pentru AAF și de ordinul nanofarazilor la etajele AFI, SF, în timp ce radioreceptorul cu tuburi necesită capacități de 0,1.. .0,5 gP pentru AAF și 0,1...20nF pentru AFI și SF. Generatorul se conectează la circuitul de intrare prin intermediul antenei artificiale. Dacă radioreceptorul este prevăzut cu antenă de ferită, atunci cuplarea se realizează plasînd bara de ferită în cîmpul creat de generator prin inter- mediul antenei artificiale de tip cadru. In gama US, cuplarea generatorului se poate face la antena telesco- pică prin intermediul unui condensator ce nu depășește 25 pF, dacă radio- receptorul este prevăzut cu o astfel de antenă. Controlul subiectiv al performanțelor se efectuează prin difuzor (fig. 19.8, pct. 1), iar obiectiv, conectînd aparatura specifică : wattmetru de ieșire, osciloscop catodic, distorsiometru. Controlul auditiv este posibil dacă difuzorul (eventual ansamblul transformator de ieșire, difuzor) este în stare de funcționare. Osciloscopul este necesar pentru informarea calitativă rapidă asupra, formei semnalului AF, a oscilațiilor parazite, a zgomotului și eventual 536 pentru aprecierea coeficientu- lui de distorsiune armonică, dacă acesta este mai mare de 4%. Observație. Aria de aplicare a metodei injec- ției de semnal vizează radio- receptoarele ce funcționează cu performanțe reduse și pe cele cu funcționare instabilă. în cazuri speciale (repa- rații pe teren), ca generator de semnal se poate utiliza multivibratorul astabil cu frecvența de bază de 1000 Hz. Prezența armonicelor la ie- șirea acestuia îi asigură posi- bilitatea de conectare în toate etajele radioreceptorului. Con- trolul semnalului se face în difuzor. Metoda injecției de sem- nal este greoaie din cauza uti- lizării unui număr mare de aparate de măsurare și con- trol, aparate destul de volu- minoase și ca urmare, dificil de manevrat. b. Metoda urmăririi semna- lului (sau metoda dinamică) Metoda constă în apli- carea semnalului la intrarea radioreceptorului (la antenă), și în urmărirea semnalului din etaj în etaj (sau din tron- son în tronson) cu ajutorul unui aparat numit „urmăritor de semnal” (signal tracer) sau a unui voltmetru electronic, osciloscop catodic etc. Metoda este aplicabilă cu precădere radioreceptoarelor cu defecte de nefuncționare, adică acelora la care perfor- manța afectată este sensibili- tatea. Pentru ca rezultatele să fie concludente este nece- sar ca semnalul de radiofrec- vență (RF) aplicat să aibă un Fig. 19.8. Schema-bloc a unui radioreceptor MA-MF cu indicarea punctelor dc injectare a semnalului. 537 anumit nivel, în funcție de clasa radioreceptorului, de lungimea de undă care se ve- rifică și de amplificările dife- ritelor etaje. După modificările sufe- rite de semnal între două puncte adiacente ca nivel (amplitudine), formă și struc- tură, se poate localiza etajul sau tronsonul defect. în figura 19.9 este pre- zentată schema-bloc a unui radioreceptor MA-MF, cu indicarea punctelor de urmă- rire a semnalului. în punctul 1 se conec- tează ieșirea generatorului, prin intermediul antenei arti- ficiale sau a antenei cadru (dacă radioreceptorul este prevăzut cu antenă de ferită) sau prin intermediul unor re- țele de adaptare în gamele US și U US. Tensiunea de la ieșirea generatorului sau cîmpul creat cu ajutorul antenei ca- dru se stabilește, potrivit sen- sibilității radioreceptorului, pentru puterea de referință de 5 mW, 50 mW, 500 mW sau 0,1 din puterea nominală (0,1 Pₙ). Aceste valori, con- form STAS E 7711 —66, sînt trecute în tabela 19.2. Localizarea etajului de- fect reclamă cunoașterea am- plificărilor posibile globale și pe etaje. Valoric, radiorecep- toarele MA-MF realizează o amplificare globală cuprinsă în limitele 100... 150 dB, pentru lanțul MA și 130... 175 dB pentru lanțul MF. Amplificarea globală se exprimă cu relația : A =10 log^. 1 538 Tabela 19.2 Sensibilitatea radioreceptorului, pe clase de calitate Tipul Tipul antenei Gama Sensibilitatea pe clase radioreceptorului de undă I II III IV Staționar cu tu- La borna de an- UL 50 ((zV) 150 ([zV) 200 ((zV) 300 ((zV) buri sau tranzis- tenă exterioară UM 50 ((zV) 100 ([ZV) 150 (|zV) 250 (fzV) toare US 50 ((zV) 100 ((zV) 200 ((zV) 300 (fzV) UUS 5 ([zV) 10 ((zV) 30 ((zV) Staționar cu tu- Antenă de ferită 7,0 l(mV/m) 2,5 buri UL (mV/in) 0,7 (mV/m) 3(mV/m) UM 0/5 (mV/m) 1,5 2(mV/m) (mV/m) (mV/m) - Staționar cu Antenă de ferită l(mV/m) 1,5 3,5 tranzistoare UL 0,5 (mV/m) 3(mV/m) (mV/m) UM l(mV/m) l(mV/m) 2(mV/m) 2,5 (mV/m) Portabile La borna de an- US 100 ((zV) 150 (fzV) --- tenă exterioară uss 7 ([zV) 15 (fzV) --- Antenă de UL l(mV/m) 2(mV/m) 3(mV/m) 5(mV/m) Portabile ferită UM 0,5 1,2 2(mV/m) 3(mV/m) . --------------------------- (mV/m) (mV/m) în care : P₂ este puterea la ieșirea radioreceptorului, considerată conven- țional de 5 mW, 50 mW, 500 mW sau 0,1 Pₙ; este puterea în circuitul de intrare. Dacă radioreceptorul este prevăzut cu antenă de ferită, atunci Pₓ se exprimă cu formula : Kr în care Rᵣ este rezistența circuitului de intrare, Uy este tensiunea aplicată la bornele circuitului de intrare. Față de amplificarea globală, repartiția pe etaje a nivelelor de putere sau de tensiune se prezintă astfel: — nivelul la ieșirea circuitului de intrare (punctul 2A), mai mic decît în punctul IA; (dacă radioreceptorul este prevăzut cu amplificator de radiofrecvență (RF), atunci amplificarea în punctul 2A este cu aproxi- mativ 20 dB mai mare decît în punctul IA); — amplificarea etajului schimbător de frecvență SF punctele 2A și 3A), 16 —35 dB, în care limita superioară corespunde gamelor UL, UM, iar limita inferioară gamelor US; — amplificarea unui etaj de frecvență intermediară FI (punctele 3A și IA), 20.. ,60dB (radioreceptoarele cu tranzistoare pot avea 1—2 etaje de FI pentru lanțul MA și 2 —3 etaje pentru lanțul ALF) •, 539 — etajul detector (punctele 4 A și 5) introduce o atenuare de 20...30dB, ceea ce înseamnă o pierdere de amplificare în lanțul de semnal; — amplificarea etajelor de audiofrecvență (punctele 5 și 7) se cifrează la 60.. .85 dB și însumează amplificarea etajului sau etajelor preamplifi- eatorului AF (punctele 5 și 6) și a etajului final (punctele 6 și 7); — blocul U US (punctele 1F și 2 F) conduce la un spor de amplificare de 20 dB pentru lanțul MF, la care se adaugă amplificarea etajului FI—MF (punctele 2F și 3F) de aproximativ 20 dB. Dacă la urmărirea semnalului se folosește milivoltmetrul electronic, apare necesitatea exprimării nivelurilor în tensiuni. Pentru operativitatea măsurătorilor, în tabela 19.3 se dă corespondența dintre nivelurile expri- mate în decibeli și raportul tensiunilor. Dacă se cunoaște tensiunea de intrare și amplificarea în decibeli, se poate deci calcula tensiunea în punctul de măsurare. Această tensiune se compară cu valoarea citită. Diferențele mari constituie indicațiile de suspectare a etajului verificat. Utilizarea urmăritorului de semnal la această metodă devine avan- tajoasă în cazul lanțului MA (punctele 1 A și 4 A) și în tronsonul ampli- ficatorului AF (punctele 5, 6, 7). Dificultățile de utilizare intervin la etajele FI și RF din lanțul MF, din cauza detectorului de raport care nu poate funcționa satisfăcător la frecvențe purtătoare diferite. Concluzie. Din cele prezentate rezultă că metoda de urmărire a semnalului este operativă (rapidă) și necesită un minimum de aparatură de măsurare și control. Ca urmare, este indicată la reparațiile executate pe teren. în lipsa unui generator de radiofrecvență se poate apela la multivi- bratorul astabil sau la semnalul postului local prin intermediul unei antene de dimensiuni normale. c. Metoda de substituire a etajelor sau a blocurilor funcționale Această metodă constă în înlocuirea etajelor, eventual a blocurilor funcționale, cu etaje sau blocuri de control. Metoda este aplicabilă cu precădere la reparațiile pe teren. Realizarea radioreceptoarelor sub formă de blocuri funcționale (module funcționale), iar în ultimul timp cu circuite integrate, aduee în actualitate această metodă. Pentru aplicare sînt nece- sare etaje de control cu posibilități de conectare în radioreceptor. La conectare se are în vedere ca intrările în etajul sau blocul funcțional de control să fie cît mai aproape de etajul sau blocul supus verificării. Se evită astfel reacțiile parazite dintre circuite și dintre elementele de circuit. Este preferabil ca etajele, respectiv blocurile funcționale, să fie realizate pe plăcuțe cu cablaj imprimat. în ceea ce privește circuitele integrate, acestea includ un număr mai mare de etaje. Legăturile cu exteriorul se realizează de obicei prin intermediul piciorușelor de contact numerotate și al soclului, similar tuburilor electronice. în acest mod înlocuirea devine deosebit de simplă. 540 Transformarea nivelelor de tensiune date în dB in raportul tensiunilor Tabela 19.3 A[db] 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 Uz 1,12 1,26 1,41 1,58 1,78 1,99 2,24 2,51 2,82 3,16 uin A[db] 11 12 13 14 15 16 17 18 8,91 20 U^n 3,55 3,98 4,47 5,01 5,62 16,31 7,08 7,94 19 10 A[db] 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 Uz 11,2 12,6 14,1 15,9 17,8 20 22,4 25,1 28,2 31,6 541 Uin A[db] 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 a |s 35/ 39,8 44,7 50,1 56,2 63,1 70,8 79,4 89,1 100 A[db] 45 50 55 60 65 70 75 80 85 90 Uz 177,8 316 562 1 000 1 780 3 160 5 620 10 000 17,80 31 600 uin A[db] 95 100 105 110 115 120 140 150 160 --- Uz 56 200 100 000 178-IO3 316103 562-IO3 IC6 10’ 3,16-10’ IO3 Uin 3. METODE DE LOCALIZARE A PIESEI DEFECTE ÎN CADRUL ETAJULUI SAU AL TRONSONULUI Dacă prin aplicarea uneia din metodele de mai înainte nu s-a putut loca- liza direct piesa defectă ci etajul defect, atunci se trece la localizarea piesei în cadrul etajului. Metodele uzuale pentru localizarea piesei sînt : — metoda corelării performanțelor globale și a performanțelor etaju- lui în care s-a constatat modificarea parametrilor pieselor componente; — metoda măsurării etajului în regim dinamic sau static, denumită și „metoda pas cu pas”. De multe ori se evită irosirea timpului cu diverse măsurări dacă în prea- labil se fac o serie de verificări asupra tuburilor electronice sau a tranzis- toarelor din etajul sau tronsonul defect. a. Verificarea tuburilor eleetronice și a tranzistoarelor La depanarea unui radioreceptor, verificarea și măsurarea tuburilor electronice se impune, deoarece acestea, pe lîngă faptul că au durată de funcționare limitată (în medie de 3000 ore), sînt mai expuse defectelor decît alte elemente care alcătuiesc circuitele radioreceptorului. Efectele uzurii tuburilor și tranzistoarelor diverselor etaje. în multe cazuri radioreceptorul își întrerupe funcționarea din cauza defecțiunilor ce apar în tuburile electronice. De exemplu, dacă tubul redresor se defectează complet, radiorecep- torul nu mai funcționează din cauza întreruperii alimentării celorlalte tu- buri cu tensiune anodică. Uzura tuburilor redresoare se manifestă prin creșterea distorsiunilor, scăderea curentului anodic, întreruperea oscilatorului local pe anumite porțiuni din gamele de undă (în special pe unde scurte) etc. Uzura tuburilor din etajul preamplificator de joasă frecvență și din etajul final contribuie la creșterea distorsiunilor și la micșorarea sensibi- lității și a puterii de ieșire a receptorului. Uzura tubului detector și a tuburilor amplificatoare de frecvență inter- mediară se manifestă printr-o scădere apreciabilă a sensibilității radiorecep- torului. Uzura tubului schimbător de frecvență creează cele mai mari dificultăți, deoarece modificarea parametrilor acestuia, în special ai tubului oscilator, nu mai asigură condițiile de oscilație. Uzura tubului se apreciază după funcțio- narea radioreceptorului pe diferite game de unde. La început, se îngustează porțiunea recepționată din gama undelor scurte; apoi fenomenul se extinde și la celelalte game. De asemenea, se constată o instabilitate în funcționare, în multe cazuri, oscilatorul reintră în funcțiune numai la șocuri electrice. Se menționează că acest ultim fenomen poate să apară și din cauza unor contacte oxidate, a scăderii tensiunii de alimentare (respectiv, a uzurii tubului redresor) etc. în prima etapă, este necesar ca asupra tuburilor electronice să se facă următoarele verificări și măsurări: — verificarea continuității filamentului; — verificarea scurtcircuitelor între electrozi; 542 — verificarea vidului în tubul electronic; — verificarea rezistenței de izolație între filament și catod; — verificarea curentului de emisie; — verificarea prezenței fenomenului de microfonie (tendință de oscilație). Verificările amintite se fac cu ajutorul catometrului. Controlul la cato- metru este pe deplin edificator pentru tuburile finale și redresoare. în tuburile amplificatoare de frecvență intermediaiă și schimbătoare de frecvență pot să apară unele defecte care să dea naștere la fenomene (distorsiuni, zgomote, tendințe de oscilații și fluierături etc.) pe care cato- metrul nu le pune în evidență. în aceste situații, se recomandă ca în afară de controlul efectuat la catometru, tuburile să fie verificate într-un radio- receptor de control. Sînt cazuri speciale cînd se cere să se măsoare și alți parametri, efectu- îndu-se de exemplu următoarele operații: — ridicarea caracteristicilor tubului; — măsurarea rezistenței interne ; — măsurarea factorului de amplificare ; — măsurarea pantei de conversiune ; — măsurarea rezistenței de conversiune; — măsurarea puterii de ieșire ; — măsurarea bromului (zgomotul tubului cînd încălzirea filamentelor se face în curent alternativ). Pentru astfel de măsurări se folosesc metode și montaje speciale care se vor realiza de la caz la caz. Verificarea tranzistoarelor se impune numai în măsura în care rezul- tatele măsurărilor lasă să se creadă că deranjamentul radioreceptorului provine din defectarea acestora. Deși durata de funcționare a tranzistoa- relor se consideră nelimitată, sînt cazuri frecvente de defectare, fie din cauza condițiilor de exploatare, fie din cauza unor greșeli de montare sau de fabricație’. în general, tranzistoarele sînt montate în radioreceptor prin lipire; deci, demontarea și montarea lor presupune o anumită tehnică, asupra căreia se va reveni. După demontarea tranzistoarelor urmează veri- ficarea lor și în continuare, după caz, înlocuirea celor defecte. Se va căuta ca tranzistoarele înlocuite să fie de același tip. Cu toate acestea, există ine- galități între parametrii tranzistoarelor de același tip. în consecință, se impune un control riguros înainte de montare, în special pentru tranzis- toarele utilizate în etajul final în contratimp, care trebuie să aibă caracte- ristici cît mai apropiate. Verificarea cea mai simplă se referă la validitatea joncțiunilor și la curenții reziduali, ICⱼB₀, I£S₀, IC£₀. Măsurările asupra fac- torului de amplificare în curent a₀, p₀ și a parametrilor hibrizi h, se fac cu ajutorul aparatului industrial numit tranzistormetru. Pentru alți para- metri se folosesc montaje speciale. Sînt situații în care tranzistoarele urmează să fie verificate fără să fie deconectate din montaj. Pentru astfel de situații se folosește un aparat a cărei schemă este dată în figura 19.17. înlocuirea tranzistoarelor cu altele echivalente în etajele de radiofrec- vență intermediară necesită refacerea acordului și uneori modificări în schemă. 543 b. Metoda corelării performanțelor globale și a performanțelor cu modificarea parametrilor pieselor componente Această metodă este mai expeditivă și constă în confruntarea rezul- tatelor dobîndite la măsurarea performanțelor globale ale radioreceptorului .și ale etajului, cu gradul de influență pe care o exercită parametrii pieselor ieșite din toleranțe asupra acestora. Metoda necesită cunoștințe de speciali- tate privind funcționarea radioreceptorului și a etajelor, rolul diferitelor piese și elemente de circuit din fiecare etaj etc. Pentru întregirea metodei, în paragrafele F, G, H, I se va prezenta sub formă sintetică influența exer- citată de piese asupra performanțelor etajului și de etaj asupra perfor- manțelor globale. Observație. Cu cît cantitatea de informație obținută din măsu- rări este mai mare, cu atît probabilitatea de localizare a piesei defecte sau -dc restrîngere a numărului de piese supuse verificării crește. Metoda nu poate fi aplicată dacă defectul se manifestă prin nefuncțio- narea etajului (sensibilitate nulă). în acest caz se aplică metoda pas cu pas. c. Metoda măsurării etajului in regim dinamic sau static (metoda pas cu pas) Metoda implică măsurări în cadrul etajului asupra performanțelor unor circuite și piese în regim dinamic sau static de lucru. • Măsurarea tensiunilor continue și alternative dintr-un etaj se poate face relativ simplu și într-un timp scurt. De aceea se recomandă să se efectueze înainte de a se trece la alte investigații. Pentru aceasta, prima operație constă în identificarea tuburilor (tubului) sau a tranzistoarelor (tranzistorului) și apoi în compararea valorilor măsurate cu cele trecute în tabela sau în schema de principiu. Pentru exemplificare în figura 19.10 este dată schema simplificată a unui radioreceptor MA-MF cu tuburi, iar în figura 19.11, schema cu tranzis- toare cu indicarea punctelor de măsurare a tensiunilor și parțial a curenților. Indicații corecte pentru tensiuni se obțin dacă rezistența internă a voltme- trului este de 10...20 ori mai mare decît rezistența porțiunii de circuit asupra căreia se efectuează măsurarea. Pentru punctele 1,1', 2, 3, 4, 5, 7, 9 (fig. 19.10) tensiunile pot fi citite cu suficientă precizie dacă aparatul universal are rezistența internă de 1000 Q/V. Se va avea grijă ca aparatul să fie pus pe poziția de curent con- tinuu sau alternativ, în funcție de punctele de măsurare, iar scările să fie adecvate valorii tensiunilor măsurate. Dacă aparatul de măsurare are rezistența internă de cel puțin 20 000Q/ /V (preferabil 40 000 Q/V), atunci măsurările de tensiune pot fi extinse și asupra punctelor 6,6', 8, 11, 12, 13. Pentru punctele 1G, 2G, 3G, 4G, 5G se impune utilizarea voltmetrului electronic cu rezistență internă mai mare de 20 MQ. La măsurarea tensiunilor anodice se admit toleranțe de ± 10%, iar în cazuri excepționale, din cauza toleranțelor elementelor de circuit, variații pînă la ±20%. Pentru tensiunile de negativare a grilelor de comandă și de alimentare a filamentelor se admit toleranțe pînă la ±5%. 544 Tensiunile măsurate se compară cu valorile indicat e în schema de prin - cipiu sau în catalogul de tuburi și tranzistoare. Abateri mai mari de 15... .. .20 % față de valorile prescrise indică uzura- sau defectul tuburilor elec- tronice sau a altor elemente din circuitele de alimentare a acestora. în radioreceptoarele cu tranzistoare, măsurarea tensiunilor continue este bine să se facă cu un voltmetru cu rezistență internă mai mare de 1 kQ/ /V, preferabil 20 kQ/V sau 40 kQ/V. Voltmetrul se conectează în montaj cu borna plus la masa, dacă radio - receptrorul este echipat cu tranzistoare pnp, și cu borna minus la masă, dacă tranzistoarele sînt de tip npn sau dacă particularitățile schemei o cer. Tensiunile măsurate între bază și masă și între emitor și masă pentr u un același tranzistor sînt apropiate ca valoare (punctele de control 3, 4, 5, 7,8,9,13,14,16, 17,18,19, 21, 23, 24), diferența nedepășind 50—250 mV. Tensiunea măsurată între colector și masă nu trebuie să difere mult de ten- siunea de alimentare sau, dacă se conectează minusul la masă, atunci, valoarea este nulă sau foarte mică. Absența tensiunii la bornele unui circuit constituie un indiciu că un element serie (rezistență, întrerupător, înfășurare) nu asigură continuitatea circuitului sau un element derivație (condensator, tranzistor, diodă) este în scurtcircuit. • Măsurarea curenților în radioreceptor este la fel de importantă ea și măsurarea tensiunilor. Compararea valorilor măsurate cu cele din tabele dă o imagine clară asupra funcționării tuburilor electronice și a altor⁻ elemente de circuit. Pentru exemplificare, pe figura 19.10 sînt notate punctele de măsurare a curenților (14, 15.. .26). Aparatul de măsurare se, conectează în serie cu circuitul respectiv. Tre- buie menționat că prin unele circuite trece și curent continuu și curent alternativ (de diferite frecvențe). Pentru a împiedica curentul alternativ să străbată aparatul de măsurat curent continuu, se conectează un condensator între borna plus a aparatului și un punct la masă, sau în derivație cu aparatul. Condensatorul poate fi de 5 la 50 nF în etajele de înaltă frecvență și de 0,1...IpF în circuitele de AF. Conectarea aparatelor în circuitele de înaltă frecvență și audiofrecvență trebuie făcută cît mai aproape de punctul la masă sau de sursa de alimentar e. Cur entul absorbit de la rețea sau de la altă sursă de alimentare depinde de tipul radioreceptorului și de numărul de tuburi electronice folosite. Aparatul trebuie să permită măsurarea cur enților alternativi pînă la valori de 2 sau 6 A. Curentul anodic total al radioreceptorului poate fi cuprins în limitele 50.. .100 mA, dacă condensatoarele electrolitice de filtrare sînt în perfectă stare de funcționare (nu au curenți de fugă prea mari). Măsurarea curenților este edificatoare și suficient de precisă dacă se folosește un aparat universal de măsurare, cu condiția respectării pozițiilor⁻ de curent continuu sau alter- nativ precum și a scărilor de utilizare. în procesul de măsurare este indicat să se pornească de la scări cu va- lori maxime spre scări cu valori mai mici. Nu trebuie neglijată faza de docu- mentare a depanatorului asupra tuburilor existente în radioreceptor⁻, care dealtfel sînt principalele consumatoare de energie electrică. Cunoașterea curenților absorbiți de electrozi ajută nemijlocit la fixarea pozițiilor și scărilor aparatului. 545 La măsurarea curenților, erorile care apar sedatoresc rezistenței interne a instrumentului de măsurare. Pentru ca eorilc să fie neglijabile trebuie ca rezistența internă a acestuia să fie mică în comparație cu rezistența circuitului măsurat. Măsurarea curenților este mai dificilă din cauză că necesită desfacerea legăturilor pentru conectarea instrumentului. în cazul radioreceptoarelor și în general al celor care folosesc circuite imprimate, desfacerea legăturilor se poate solda cu deteriorarea unor piese și cu apariția de scurtcircuite pe cablajul imprimat. Desfacerea conexiunilor pentru înscrierea instrumentului în circuit se va face numai în ultima ins- tanță. Pentru radioreceptoarele echipate cu tranzistoare este mai indicat să se măsoare tensiunile iar curenții să se găsească prin calcul. în schemele radio- receptoarelor moderne se dau valorile tensiunilor și curenților normali de funcționare (fig. 19.11). Obser v a ț i e . O scădere a consumului general cu 20 % (punct de control 25) nu constituie un indiciu că s-a produs o defecțiune, deoarece variația temperaturii mediului ambiant poate provoca o modificare în limitele a 20%. De aceea este recomandabil ca verificarea consumului ge- neral să se facă după 10 minute din momentul alimentării radioreceptorului. D . INFLUENȚA MODIFICĂRII PERFORMANȚELOR ETAJE- LOR, ASUPRA £ PERFORMANȚELOR GLOBALE ALE l RADIO- RECEPTORULUI Metodica indicată face apel la o serie de cunoștințe pe care depanatorul trebuie să le posede, în scopul localizării defectului în mod operativ. Astfel, trebuie cunoscute performanțele generale, condițiile de măsurare, interpretarea rezultatelor, legătura dintre performanțele generale și performanțele etajelor, în scopul localizării defectului la nivelul etajului, și legătura dintre performanțele etajului și parametrii pieselor, pentru loca- lizarea defectului la nivelul piesei. Plecînd în primul rînd de la performanțele electrice s-a ajuns la clasi- ficarea radioreceptoarelor în patrn clase de calitate conform STAS E 7711 -66. Măsurarea performanțelor și compararea rezultatelor cu valorile datei în prospect sau in documentația tehnică, constituie o reflectare a modului în care defectul afectează parametrii radioreceptorului. în continuare vor fi definiți parametrii pr incipali și condițiile în care se execută măsurarea lor. 1. DEFINIREA ÎMI V Mh'l HJI CB FADlCRECEP’lOARELOR Puterea de ieșire a radioreceptoarelor reprezintă puterea electrică aplicată difuzorului și ca atare caracterizeză nivelul de tărie al audiției. Pentru radioreceptoare se definește puterea de ieșire maximă sau no- minală Pₙ, ca fiind puterea electrică la care distorsiunile de neliniaritate nu depășesc o anumită limită admisibilă, de obicei 10 %. în măsurări șiîn special pentru a exista un criteriu de comparare a radio- receptoarelor, se definește puterea standard, ca putere electrică de ieșire, disipată pe o rezistență neinductivă egală valoric cu modulul impedanței difuzorului, la frecvența de 1 000 Hz. 546 Sensibilitatea caracterizează capacitatea radioreceptorului de a recep- ționa semnalele utile cu un anumit nivel, pentru a obține o putere dată la ieșire. Radioreceptorul este cu atît mai sensibil cu cît nivelul semnalului recepționat este mai mic, deci cu cît amplificarea stabilă a etajelor este mai mare. Aprecierea sensibilității se face pentru puterea standard la ieșire (0,5 W, 5 mW sau 50 mW) și se exprimă în p.V sau în mV/m, după cum radioreceptorul este prevăzut cu antenă obișnuită sau antenă de ferită. Se menționează că, în afară de sensibilitatea în radiofrecvență, pentru radioreceptoare este utilă și o bună sensibilitate în audiofrecvență, în cazul redării discurilor sau benzilor de magnetofon prin intermediul amplifica- torului de AF din radioreceptor. Selectivitatea definește capacitatea unui radioreceptor de a separa sem- nalul recepționat de alte semnale captate de antenă. Selectivitatea radioreceptorului este asigurată de către circuitele acordate ale ARF și AFI. Măsurarea atenuării trebuie să se facă pentru semnale apropiate ca frecvență de frecvența de acord (canale adiacente). Fidelitatea radioreceptorului este legată de amplificarea semnalului AF redat la ieșire. Fidelitatea radioreceptorului se consideră cu atît mai bună cu cit ampli- ficarea diferitelor frecvențe audio este mai uniformă. La redarea fidelă a semnalelor de audiofrecvență conlucrează amplificatorul RF și FI, precum și amplificatorul de AF. Pentru lanțul de audiofrecvență al radioreceptorului, fidelitatea elec- trică este similară cu caracteristica de transfer a amplificatorului de AF. Distorsiunile de neliniaritate sînt o consecință a prezenței armonicelor semnalului de audiofrecvență și au drept cauză neliniaritatea unor elemente din etajele radioreceptorului. Gradul de distorsiuni influențează direct calitatea audiției. Măsura- rea distorsiunilor de neliniaritate se face cu distorsiometrul sau eventual se apreciază după forma undei obținute pe ecranul osciloscopului catodic. Valori mai mici de 10% ale coeficientului de distorsiuni sînt considerate acceptabile. Atenuarea semnalului de frecvență imagine (pătrunderea pe frecvență imagine). Acest parametru caracterizează proprietățile selective ale radio- receptorului, cînd frecvența semnalului de la intrare se modifică cu față de frecvența de acord (fₛ). Atenuarea semnalului de frecvență intermediară (pătrunderea de frec- vență intermediară) caracterizează proprietățile selective ale radiorecep- torului, cînd frecvența semnalului de la intrare are valoarea frecvenței intermediare/,, în timp ce se păstrează acordul circuitului de intrare pe frecvența fₜ. Raportul semnal/zgomot caracterizează sensibilitatea cînd se ține seama de zgomotul propriu al radioreceptorului. Această mărime se definește ca raportul dintre puterea semnalului util obținut la ieșire și puterea da- torită zgomotelor proprii rezultată la ieșire, cînd se taie modulația semna- lului de la intrare. Zgomotul de rețea (brumul) reprezintă semnalul parazit perturbator de audiofrecvență introdus de rețeaua electrică de alimentare, prezent la ieșirea radioreceptorului (in difuzor). 547 Eficacitatea sistemului de reglaj automat al amplificării (RAA) se apreciază comparînd variația nivelului semnalului modulat aplicat la intrare, cu variația corespunzătoare a nivelului semnalului la ieșire. Cu cit diferența este mai mare, cu atît eficacitatea este mai bună. Lărgimea de bandă este dată de amplificatoarele de FI ale radiorecep- torului. Atenuarea semnalului modulator cu diferite frecvențe trebuie să nu depășească o anumită valoare, de obicei 3 sau 6 dB, față de nivelul sem- nalului de referință considerat la 1 000 Hz. Curba de răspuns a reglajului de volum se definește prin variația nive- lului semnalului la ieșire, în funcție de schimbarea poziției butonului de reglaj al volumului, cînd nivelul semnalului modulat aplicat la intrare ră- mîne constant. Eficacitatea reglajului de ton caracterizează atenuarea semnalului cu o anumită frecvență din spectrul transmis, pentru pozițiile de ton închis sau ten deschis. Stabilitatea caracterizează capacitatea radioreceptorului de a funcționa corect în timp, respectiv de a-și păstra performanțele la modificarea con- dițiilor de funcționare. Puterea consumată caracterizează mai mult latura economică în special la radioreceptoarele alimentate din baterii sau acumulatoare (radio- receptoarele portabile cu tranzistoare). Măsurarea se face eu un wattmetru, sau, în absență, se măsoară curentul preluat de radioreceptor. Radiația radioreceptorului r eprezintă perturbația produsă în exterior pe o anumită frecvență (frecvența oscilatorului local sau frecvența interme- diară). Radioreceptorul devenit sursă de oscilații parazite poate radia sem- nalul prin antenă sau prin rețeaua de distribuție. Măsurarea radiației se face fie la bornele antenă-pămînt, fie intre rețeaua de distribuție șipămînt, cu ajutorul unui voltmetru electronic selectiv (separă tensiuneade o anumită frecvență din multitudinea semnalelor de diferite frecvențe). Caracteristica acustică de frecvență reprezintă presiunea exercitată de sistemul acustic (difuzor) într-un punct al spațiului liber pentru diverse frecvențe AF aplicate indirect la intrarea radioreceptorului sau direct am- plificatorului AF, cu nivel constant. Caracteristica electrică de frecvență caracterizează variația puterii de ieșire pentru diverse frecvențe AF aplicate indirect la intrarea radiorecep- torului sau direct la bornele de picup, cu nivel constant. Oscilațiile parazite se datoresc etajelor din radioreceptor cu amplificare și au ca efet global înrăutățirea audiției. Reacția acustică este un fenomen de autooscilație în banda audiofrec- vențelor, datorită reacției dintre difuzor și diversele piese componente ale rad ioreceptorului. Eroarea relativă de ctalonare caracterizează abaterea acordului mar- cat de indicatorul de scară față de frecvența citită pe scara generatorului de semnal. Alunecarea frecvenței oscilatorului local caracterizează variația în timp a frecvenței oscilatorului, datorită modificării parametrilor pieselor și circuitelor ce concură la generarea oscilațiilor. Capacitatea de funcționare a radioreceptorului în cazul unor tensiuni de alimentare mai ridicate sau mai scăzute, definește gradul de modificare a sensibilității în limitele admisibile, de obicei sub 6 dB. 548 2. MĂSURAREA PERFORMANȚELOR în procesul de depanare nu se măsoară toți parametrii enunțați mai sus : totuși, efectuarea unui număr minim de verificări și măsurări obiective reflectă mai veridic starea radioreceptorului. Radioreceptoarele pot fi comparate, dacă măsurările se efectuează iu condiții similare, în special legate de anumite frecvențe și nivele normale de lucru ale semnalului de la intrare. Condiții generale de măsurare a. Caracteristicile mediului ambiant Temperatura (°Q) = + 20±2. Umiditatea (%) = 65± 5. Presiunea atmosferică (mbar) = 860 ... 1 050. b. Alimentarea radioreceptorului Radioreceptoare cu tuburi electronice. Rețeaua de c.a. = 220 V ±2%, 50 Hz. Alimentarea prin transformator separator se face in următoarele ca- zuri : radioreceptorul echipat cu autotransformator; rețeaua are tensiune diferită de 220 V sau 120 V; se fac măsurări la variații de tensiune; se execută măsurări și la tensiunile de 120 V c.a. sau 220 V c.a., 50 Hz. Se consideră supratensiune de încercare tensiunea nominală a rețelei + 5%. Sub tensiunea de încercare: tensiunea nominală a rețelei minus 15%. Radioreceptoare cu tranzistoare. Alimentarea : de la sursă reglabilă de tensiune continuă cu rezistența internă Rt < 1 Q și aproximație de 0,1 V, sau de la baterii. Subtensiunea de alimentare se consideră : tensiunea no- minală, mai puțin 33%. c. Frecvențe de măsurare Audiofrecvență de referință este 1 000 Hz. Grupele de audiofrecvență pentru măsurare sînt date în tabela 19.4. Grupele normale de radiofrec- vență pentru măsurările în gamele UL, UM, US și UUS sînt date în tabela 19.5. Alegerea grupei de frecvențe de încercare se face în funcție de numărul determinărilor dintr-o gamă. Dacă specificul măsurării reclamă mai multe determinări, se utilizează frecvențele din grupa I sau a Ii-a, iar dacă se face o singură determinare — frecvențele din grupa a IlI-a. d. Condițiile de lucru pentru ieșirea radioreceptorului în cazul unor determinări, sistemul acustic al radioreceptorului se înlo- cuiește cu o rezistență neinductivă egală ca valoare cu modulul impedanței la 1 000 Hz. Abaterile rezistenței nu trebuie să depășească ±5 %. Sistemul acustic nu se deconectează cînd se verifică reacția acustică, oscilațiile parazite și earateristica acustică de frecvență. 549 Tabela 19.4 Grupele de audiofreevențe pentru măsurare Frecvente Intervale în octave Frecvente Intervale în octave Frecvente Intervale în octave preferate 1 1/2 1/3 preferate 1 1/2 1/3 preferate 1 1/2 1/3 (Hz) (Hz) (Hz) 16 0 0 0 160 0 1 600 0 18 180 0 1 800 20 0 200 0 2 000 0 0 0 22,4 0 , 224 2 240 25 0 250 0 0 0 2 500 0 28 --- 280 2 800 0 31,5 0 0 0 315 0 3 150 0 35,5 355 0 3 550 40 0 400 0 4 000 0 0 0 45 0 ! 450 4 500 50 0 500 0 0 0 5 000 0 56 560 5 600 0 63 0 0 0 630 0 6 300 0 71 710 0 7 100 80 0 800 0 8 000 0 0 0 90 0 900 9 000 100 0 1 000 0 0 • 10 000 0 0 112 1 120 11 200 0 125 0 0 0 1 250 0 12 500 0 140 1 400 0 14 000 160 0 1 600 0 16 000 0 0 0 Notă. Notațiile „0” indică intervalele 1/2 și 1/3 din octava la care se vor face măsurările. 550 Tabela 19.5 Grupele normale de radiofrecvențe pentru măsurarea performanțelor radioreceptoarelor Receptoare MA Receptoare MF Frecvente normale de încercare Frecvente normale de încercare UL (kHz) UM (kHz) US(MHz) UUS (MHz) Grupa Grupa Grupa Grupa 1 III I 11 III I 11 ni I II III 150 150 525 525 6,3 6,3 65 65 200 630 8 8 67 250 250 250 800 10 69 69 69 315 315 1 000 1 000 1 000 11,25 11,25 71 400 1 250 14 73 73 1 400 1 400| 16 16 1 600 20 --- 4 000 22,4 --- 25 25 1 Puterea de ieșire standard, Pₛ, la care se efectuează măsurările depinde de puterea nominală a radioreceptorului Pₙ astfel: Pₙ< 0,1 W 0,1 W < P„< 1 w P„ > 1 w P, = 5 mW ; Pₜ = 50 mW ; Pₛ = 500 mW. La indicații speciale se pot folosi și alte valori, eventual (0,1 P„) W. Puterea de referință este mai mică cu 10 dB decit P„. e. Caracteristicile semnalului de la intrarea radioreceptorului Nivelul semnalului de intrare depinde de specificul măsurării de tipul modulației (MA, MF) și de tipul antenei. Pentru exprimarea nivelului în dB se consideră tensiunea semnalului de referință de 1 p,V sau 3.16 p,V. Valorile acestor mărimi sînt date în tabela 19.6. 551 Tabela Nivelul semnalului de intrare in RF 552 iCAX>iuitJSUEF±OA-KE RADIORECEPTOARE MF Cu antenă exterioară Cu antenă de ferită Cu antenă dipol Valori recomandate Puterea utilă Valori recomandate Valori recomandate Tensiunea la ieșirea generatorului pentru preluată de sarcină diferite valori ale rezistentei de intrare « Valori Tensiunea Valori ' ---_- preferate la bornele medii Br - 76il Valori Valorile inten- Puterea Valori , (dB) antenei (dB) Hr ” 3000 preferate sității cîmpului activă la medii , artificiale (dB) în locul de am- ieșirea re- (dB) | Br = 30011 Br = 24011 Br - 7511 Br = 6011 E' plasare a Valori 1 Valori țelei de antenei medii preferate adaptare 1,00 pV 0,000833 pW * ' ---___ (dB) 1 (dB) 0 3,16 HV 10 0,00833 pW 0,00333 pW 0 1,00 pV/m 10 -20 0,001 PW -30 1,1 nV 980 nV 0,55 pV 20 0,0333 pW 3,16 pV/m 0,01 pW 3,5 nV 3 pV 1,70 pv 400 nV 10,0pV 30 0,0833 pW 0,333 pW 10,0 pV/m 0,1 pW -10 ll.OpV 9,8 pV 5,5 pV 1,5 pV 31,6 pV 0,833 pW 3,33 pW 20 31,6 pV/m 30 0 1,0 pW 10 35,0 pV 30 pV 17 pV 4,9 pv 10,0 pW HOpV 98 pV 55 pV 15 pV 40 100 pV 50 8,3 pW 33,3 pW ------------ - ■-------- 49 pV 316 pV 83,0 pW 0,333 nW 40 100 pV/m 50 20 100,0 pW 10 350 pV 300 p,V 316 pV/m 1 nW 1,1 mV 980 p,V 170 pV 150 pV 1,00 mV 0,833 nW 3,33 nW 550 pV 490 pV 60 3,16 mV 70 8,33 nW 33,3 nW 1,00 mV/m 70 40 10 nW 3,16 mV/m 100 nW 30 3,5 mV ' ----- - 60 11 mV 3 mV 1,7 mV 1,5 mV 10,0 mV 90 80 9,8 mV 5,5 mV 4,8 mV 31,0 mV 0,0833 pW 100 10 mV/m 1 pW 35 mV ------ _ 80 0,833 pW 31,6 mV/m 90 60 10 pW 50 110 mV 17 mV 100 8,33 pW 0,333 pW 100 mV/m 110 80 70 350 rnV 30 mV 55 mV 15 mV 120 3,33 pW 316 m/Wm 100 pW 1,1 V 98 mV 170 mV 49 mV 100 mV 33,3 pW 1 mW 300 mV 550 mV 150 mV 316 mV 90 83,3 pW 0,333 mW 120 1,00 V/m 100 10 mW 980 mV 490 mV 1.00V 110 0,833 mW 3,33 mW 90 3,5 V 3 V 3,16 V 130 8,33 mW 33,3 mW --- --- 1,7 V 1,5 V ----- --- --- '-------------- ------ Gradul de modulație normal pentru semnalul de intrare : pentru MA — = 30 %; pentru MF : deviația de frecvență = 15 kHz ; frecvența de modu- lație normală = 1 000 Hz. Se pot folosi și alte valori, în funcție de indicațiile speciale date în documentația tehnică. f. Aplicarea semnalului la intrarea radioreceptorului Generatorul de semnal se conectează la intrarea radioreceptorului fie printr-o antenă artificială (în cazul MA), fie prin circuite de adaptare și simetrizare (în cazul MF). Semnalul de radiofrecvență se poate aplica radioreceptorului fie direct, la bornele de radiofrecvență, fie prin intermediul unei rețele de adaptare ce simulează impedanța etajului precedent, care poate fi sursa de semnal (impedanța generatorului de radiofrecvență mai mică de 10 £1) fie indirect, modulînd în amplitudine sau frecvență sau în ambele feluri semnalul de radio-frecvență sau ultraînaltă frecvență și aplicîndu-1 la intrarea radiore- ceptorului. Antena artificială pentru MA este un cuadripol care simulează pro- prietățile antenei exterioare de recepție. Acest cuadripol se comportă ape- riodic într-o anumită bandă de frecvențe. în figura 19.12 se dă schema cu valorile pieselor antenei artificiale utilizate la recepția semnalelor MA în Fig. 19.12. Antena artificială pentru 3M. banda 150 kHz 26 MHz, pentru radioreceptoarele echipate cu tuburi electronice. în lipsa unei antene artificiale, conectarea generatorului se poate face prin intermediul unui dipol format dintr-o rezistență de 50 ... 100 Q, în serie cu un condensator de 200 pF, sau al unui simplu condensator de 100 ... ... 200 pF în gamele UL și UM, iar gama U8 prin intermediul unei rezis- tențe de 100... 300 £2. Pentru radioreceptoarele destinate să funcționeze cu antenă interioară și antenă telescopică, se recomandă schemele date în figura 19.13. Antena artificială destinată radioreceptoarelor tranzistorizate cu MA trebuie să si- muleze proprietățile antenei exterioare de recepție. Schema și valorile sînt date de către fabrica constructoare în documentația tehnică ce însoțesc ra- dioreceptorul. Antena cadru artificială este destinată radioreceptoarelor prevăzute cu antenă de ferită și servește la producerea unui cîmp electromagnetic de va- loare cunoscută, la o anumită distanță, în domeniul de frecvențe 150 kHz ... ... 16 MHz. Constructiv, aceasta se realizează prin bobinarea a trei spire de cupru emailat cu diametrul de 0.8 mm într-un ecran electrostatic sub formă de tub din cupru sau aluminiu, avînd dimensiunile date în figural9.14. 553 Fig. 19.13, Antene aitificiale speciale: a — pentru radioreceptoare cu antenă, interioară, pînă la frecventa de 1,6 MHz; 6 — pentru radioreceptoare cu antenă interioară In gama de frecventă 6—26,1 MHz; c — pentru radioreceptoare de automobil; d — pentru radioreceptoare portabile cu antenă telescopică, Fig. 19.14. Antena cadru artificială. Dacă rezistența adițională este su- ficient de mare (Rd>300£2), atunci generatorul de semnale poate fi transformat în generator de curent constant. Poziționarea antenei de ferită a radioreceptorului față de antena cadru se face astfel ca planul an- tenei cadru să intersecteze axul mie- zului de ferită pe care sînt plasate bobinele. Distanța de la antena cadru la antena de ferită se măsoară pe perpendiculara dusă din centrul antenei cadru pe axul longitudinal de antena cadru, al barei de ferită (fig. 19.15) și în dreptul bobinei corespunzătoare gamei pe care se execută măsurarea. Pentru calcularea cîmpului electromagnetic intr-un anumit punct., la distanța d, se folosește formula : 30 nS d’ (R„ + Ra) în care H este cîmpul, exprimat în gV/m ; E este tensiunea de la ieșirea generatorului, în [xV; $ — suprafața cadrului, în m²; n — numărul de spire ; Rₑ — rezistența internă a generatorului, în £2; Rd — rezistența adițională în £2 ; d — distanța de la centrul cadrului la axa barei de ferită în m. Pentru anumite dimensiuni geometrice ale cadrului și respectînd dis- tanța d se observă că fracția este o constantă, așa încît formula poate fi scrisă : H = AE. Cîmpul electromagnetic este direct proporțional cu E, deci etalonarea generatorului făcută în gV sau mV se poate folosi la exprimarea cîmpului electromagnetic în (xV/m sau mV/m pentru diferite valori ale lui A. în cazul particular indicat în figurile 19.14 și 19.15, A = 1720, așa încît cîmpul produs de antena cadru în antena de ferită a radioreceptorului, exprimat în p.V/m sau mV/m, este a 20-a parte din tensiunea în [xV sau mV citită la generatorul de semnal. Rezultate mai bune în ceea ce privește omogenitatea cîmpului electro- magnetic se obțin dacă se folosește un ansamblu de două antene cadru dis- tanțate la 20 —30 cm una de alta și paralele. Rețele de adaptare-simetrizare pentru MF. Pentru MF în banda 64 ... ... 73 MHz, generatorul sau generatoarele se conectează la radioreceptor prin intermediul unor rețele care asigură adaptarea de impedanțe și simetria necesară. în figura 19.16 sînt date schemele de principiu ale cuadripolilor de adaptare pentru aplicarea unui singur semnal (fig. 19.16. a) și pentru apli- carea a două semnale, radioreceptorul avînd intrare simetrică (fig. 19.16, b) și asimetrică (fig. 19.16, c). 555 C) Fig. 19.16. Rețele de adaptare pentru MF : a — pentru aplicarea unui singur Semnal de la generator cu ieșire asimetrică ei impedanță mici la radioreceptoarele cu intrare simetrică si impedanță mare; b — pentru aplicarea a două semnale de la generatoarele cu ieșire asimetrică și impedante mici la intrarea radioreceptorului cu intrare simetrică ei Impedanță mare; c — pentru aplicarea a două semnale de la generatoare cu ieșire asimetrică si impe- dante mici la intrarea radioreceptorului cu intrare asimetrică si impedanță mare. g. Poziția normala a reglajelor Reglajul de volum se poziționează așa încît atenuarea semnalului să fie minimă sau să corespundă puterii standard de ieșire. Reglajul de ton trebuie să corespundă obținerii unei benzi maxime cu neuniformitate minimă în bandă. Reglajul seleetivității trebuie să corespundă benzii de trecere minime. Reglajul acordului radioreceptorului se face pentru puterea' maximă de ieșire la care forma de undă de audiofrecvență analizată la osciloscop este deformată cel mai puțin. 556 h. Timpul după care urmează să se execute măsurările Radioreceptoarele echipate cu tuburi electronice necesită un anumit timp de încălzire; ca urmare măsurările vor începe după 30 minute din momentul alimentării. i. Metode de măsurare a performanțelor Metodele clasice sînt indicate pentru o investigare și informare mai largă, lucru ce contribuie la reducerea numărului de piese suspectate de defecțiuni și la verificarea calității reparației. Măsurările de performanțe prin metodele clasice se efectuează potrivit schemelor și indicațiilor date în detaliu în STAS 7939/67. Metodele descrise în acest STAS au la bază parametrii definiți în STAS E 7711-66. Metoda semnalelor de test dă posibilitatea să se măsoare obiectiv sau prin apreciere directă unele performanțe ale radioreceptorului, observînd și interpretînd formele de undă pe ecranul osciloscopului catodic conectat la ieșire. Metoda constă în aplicarea unor semnale UF modulate în ampli- tudine sau frecvență cu semnale de AF astfel alese încît modificările formei semnalelor în funcție de timp, suferite de acestea la trecerea prin etajele radioreceptorului, să dea o imagine cantitativă și calitativă asupra unor performanțe. Avantajele metodei: — efectuarea mai multor măsurări fără să fie nevoie de reglaje supli- mentare, atît pentru radioreceptor cît și pentru aparatura de măsurare (excluzînd pe cele inițiale); — reducerea timpului afectat măsurărilor. Dezavantajele metodei sînt: — posibilitatea de măsurare numai a unui număr limitat de perfor- manțe, fără reglaje suplimentare (sensibilitate, distorsiuni neliniare, raport semnal-zgomot, răspunsul reglajului de volum) și cu reglaje (selectivitatea, atenuarea frecvenței imagine, atenuarea frecvenței intermediare); — utilizarea unor generatoare mult mai complicate și în consecință mai puțin economice. Primul dezavantaj poate fi diminuat, extrapolînd conținutul de infor- mații dobîndite asupra celorlalte performanțe. 3. INFLUENȚA MODIFICĂRII PERFORMANȚELOR ETAJELOR ASUPRA PERFORMANȚELOR GENERALE Analiza ce va fi întreprinsă, ca și indicațiile date în continuare includ în sfera de aplicare atît radioreceptoarele echipate cu tuburi electronice, cît și pe cele cu tranzistoare. Cunoașterea acestui mecanism dă posibilitatea de a localiza rapid defectul la nivelul etajului. în uncie cazuri, atribuind diferitelor piese sau elemente de circuit o ordine de prioritate pe criteriul modificării în timp a parametrilor, se poate localiza defectul la nivelul piesei fără să se efectueze verificări suplimentai e. în continuare vor fi prezentate principalele performanțe modificate can - titativ și calitativ în concordanță cu clasele de defecte, insistîndu-se cu precădere asupra acelora specifice etajului analizat. 557 a. Etajul de alimentare Performanțele afectate de acest etaj sînt: sensibilitatea (redusă sau nulăj; puterea de ieșire (redusă); distorsiunile de neliniaritate (mari); raportul semnal-zgomot (redus); zgomot (pronunțat) de rețea; modulația (pronunțată) cu brum în pauza de modulație a posturilor telefonice (postul local); oscilații parazite; puterea consumată (exagerată sau mai mică). Performanțele afectate, specifice etajului de alimentare sînt zgomotul de rețea și modulația cu brum. Raportul semnal/zgomot de rețea redus se datorește în principal filtra- jelor insuficiente pe căile de alimentare, cuplajelor parazite între căile de semnal și piesele sau circuitele alimentate de la rețea sau influenței cîmpu- rilor electrice și magnetice. Zgomotul pronunțat de rețea este specific radioreceptoarelor alimentate din rețeaua de curent alternativ. Cauza principală o constituie filtrajul insuficient al tensiunii de la ieșirea redresorului și, în unele cazuri, micșor rarea rezistențelor inverse ale elementelor redresoare. Modulația de brum provine din întreruperea condensatoarelor de decu- plare a rețelei. Fenomenul se constată la acordarea radioreceptorului pe posturile puternice (locale). Oscilațiile parazite se datoresc unui filtraj insuficient ceea ce favorizează intrarea în oscilație a etajelor cu amplificare. La radioreceptoarele alimentate de la baterii și echipate cu tuburi elec- tronice sau cu tranzistoare, intrarea în oscilație este favorizată de creșterea rezistenței interne a surselor epuizate. Notă. Celelalte performanțe modificate nu desemnează în mod expli- cit etajul de alimentare ca defect, ele putînd fi datorate și altor etaje com- ponente. în consecință, restrîngerea numărului de etaje reclamă corelarea rezultatelor obținute din măsurarea sensibilității, a puterii de ieșire, a con- sumului de putere sau curent, a distorsiunilor și a tensiunilor din blocul de alimentare etc. b. Etajele de audiofrecvență Performanțele afectate sînt următoarele : sensibilitatea (redusă sau nulă); distorsiunile de neliniaritate și de frecvență (mari); raportul semnal/ /zgomot (redus); caracteristica acustică și electrică de frecvență a amplifi- catorului AF (necorespunzătoare); zgomotul de fond — brumul (exagerat); oscilații parazite; reacția acustică (pronunțată) a amplificatorului AF; puterea de ieșire (redusă); eficacitatea reglajului de ton (scăzută); curba de răspuns a dispozitivului de reglare a volumului (necorespunzătoare). Simptomele enumerate sînt specifice amplificatorului AF, așa încît în aceste cazuri localizarea defectului se face în mod operativ. Celelalte modifi- cări de performanțe necesită o analiză mai amplă a radioreceptorului. Sensibilitatea redusă se datorește modificării rezistenței de sarcină (neadaptării), defectării tranzistoarelor și a tuburilor, eventual uzurii tuburilor din lanțul AF, defectării sistemului acustic sau a transformatoru- lui de ieșire. Distorsiunile de frecvența sînt o consecință a modificării valorilor con- densatoarelor de cuplaj și decuplare, a transformatorului de ieșire. 558 Distorsiunile de neliniaritate pronunțate se datoresc circuitelor de reac- ție negativă, modificării punctului static de funcționare a tuburilor etaju- lui preamplificator și ale etajului final, polarizării necorespunzătoare a bazei tranzistoarelor, nefuncționării unui lanț al etajului în contratimp, intrării în oscilație pe o frecvență înaltă a amplificatorului AF, neadap- tării sarcinii cu tubul sau tuburile etajului final. Raportul semnal/zgomot redus se datorește cuplajelor parazite din eta- jele AF și în bună parte tendinței de autooscilație a amplificatorului AF. Caracteristicile de frecvență acustică și electrică necorespunzătoare poartă amprenta modificării elementelor din circuitele de cuplaj și decuplaj, eferente etajelor AF, a filtrelor din registrul de ton și a circuitelor de reac- ție negativă, eventual a transformatorului de ieșire (dacă radioreceptorul este prevăzut cu transformator de ieșire). Zgomotul de fond exagerat provine din cauza tuburilor defecte (rezis- tența de izolament între filament și catod scăzută, micșorarea vidului în tubul sau tuburile etajului final) sau din cauza tranzistoarelor defecte sau cu zgomot pronunțat, a nesimetriei circuitului de încălzire a tuburilor finale cu încălzire directă. Oscilațiile parazite pot apărea datorită decuplării necorespunzătoare, cuplajelor parazite și, într-o bună parte, lanțului de reacție negativă a cărui caracteristică de fază s-a modificat. Reacția acustică a amplificatorului AF se datorește acțiunii difuzorului asupra unor piese ce echipează amplificatorul AJ¹, ca : tuburi electronice, tranzistoare etc., sau asupra dispozitivului de redare al picupului. Reacția acustică este sesizată de piesele ce prezintă microfonie sau amortizare insuficientă la trepidațiile provocate de difuzor. Puterea de ieșire redusă caracterizează în special etajul final defect fie datorită elementelor de circuit ieșite din toleranțe, fie datorită tuburi- lor și tranzistoarelor defecte sau tranzistoarele din montajul în contratimp. Eficacitatea reglajului de ton scăzută se datorește elementelor de circuit și pieselor ieșite din toleranțe, eventual dispozitivelor de comutare. Curba de răspuns a reglajului de volum necorespunzătoare se datorește în exclusivitate potențiometrului de reglaj al nivelului de tărie. De altfel, acest defect este pus ușor în evidență de manifestările acustice ale radiore- ceptorului la rotirea butonului de volum. c. Etajul detector MA Acest etaj modifică cantitativ și calitativ următoarele performanțe : sensibilitatea (redusă sau nulă); distorsiunile de neliniaritate (mari); caracteristica electrică de frecvență (necorespunzătoare); raportul semnal/ /zgomot (scăzut); oscilații parazite. Sensibilitatea se reduce datorită diodei detectoare care, mărindu-și rezistența în sens direct, face să scadă randamentul detectorului. Distorsiunile de neliniaritate mari se datoresc polarizării incorecte a diodei de detecție (plasarea punctului de funcționare pe porțiunea parabolică sau exponențială a caracteristicii diodei) sau apar dacă raportul rezistenței de sarcină a detectorului în c.a. în și c.c. se abate mult de la unitate. 559 Caracteristica electrică de frecvență neeorcspunzătoare se datorește în principal constantei de timp incorecte a grupului de detecție și a filtrului de rejecție a frecvenței intermediare. Raportul semnal/'zgomot scăzut se explică prin ieșirea din toleranțe a valorii rezistenței din grupul de detecție. Oscilațiile parazite și instabilitatea funcționării sînt favorizate de gru- pul de detecție și mai ales de filtrul de rejecție a frecvenței intermediare, dacă acesta permite ca FI să pătrundă în etajele AF. d. Etajele demodulatoare Performanțele afectate sînt următoarele : sensibilitatea (redusă sau nulă); distorsiuni de neliniaritate (mari); caracteristica electrică de frec- vență (necorespunzătoare); coeficientul de atenuare a modulației de ampli- tudine (redus). Sensibilitatea este redusă de diodele demodulatorului ca urmare a creșterii rezistenței în sensul de trecere și a dezechilibrării punții echiva- lente a discriminatorului în c.a. și c.c. Distorsiunile de neliniaritate mari provin din dezacordul filtrelor ce echipează etajul demodulator, al cărui efect global constă în modificarea simetriei curbei în S sau a liniarității acesteia. Caracteristica de frecvență deformată provine din modificarea constan- telor de timp corespunzătoare filtrului de rejecție a frecvenței intermediare, circuitelor de cuplaj și circuitelor de dezaccentuare. Coeficientul de atenuare a modulației de amplitudine redus se datorește în principal scăderii constantei de timp a circuitului de limitare a nivelului. e. Circuitul de reglare automată a amplificării (RAA) Performanța afectată specifică acestui circuit este eficacitatea dispozi- tivului de reglaj automat al amplificării (redusă). Aceasta, fie datorită deficiențelor proprii circuitului, fie datorită modificării altor performanțe generale ale radioreceptorului. Circuitul jRAA modifică însă și alte performanțe, ca : distorsiuni de neliniaritate (mari) la semnale puternice; sensibilitatea (excesivă); oscilații parazite și instabilitate. f. Etajele AFI pentru lanțul MA Performanțe afectate : sensibilitatea (redusă sau nulă); selectivitatea (necorespunzătoare); fidelitatea (necorespunzătoare); oscilații parazite. Etajele AFI au un rol dominant în ce privește performanțele radiorecep- torului. Explicația constă în amplificarea mare a acestor etaje (aproximativ 40 dB) la care concură tuburile electronice, tranzistoarele și circuitele acor- date. Etajele AFI au o influență majoră asupra primelor trei performanțe. Sensibilitatea redusă este nemijlocit legată de alinierea defectuoasă a circuitelor de acord FI, de scăderea factorilor de calitate ai acestor circuite, de uzura tuburilor (reducerea pantelor), de alegerea defectuoasă a punctelor 560 statice de funcționare pentru tranzistoare și tuburi electronice (care dealtfel conduce la reducerea pantei). Selectivitatea revine în cea mai mare parte filtrelor de FI. Alinierea exe- cutată greșit și înrăutățirea factorilor de calitate ai circuitelor de FI conduc la scăderea selectivității. Efectele similare provoacă amortizările suplimen- tare introduse de tuburile electronice și de tranzistoare cu regim static de funcționare ales greșit. Fidelitatea se găsește în raport de dependență față de selectivitate. O selectivitate excesivă (îngustarea benzii transmise) înrăutățește fidelitatea în sensul atenuării frecvențelor înalte audio. Efect similar provoacă asime- trizarea curbei de selectivitate, datorită, cu precădere, dezacordărilor. Selectivitatea redusă îmbunătățește fidelitatea. Distorsiunile de neliniaritate mari constituie indicii de suspectare a regi- mului static de funcționare a tuburilor electronice și a tranzistoarelor ce echipează amplificatoarele de FI, care probabil, lucrează pe porțiunea para- bolică sau exponențială a caracteristicii. în astfel de situații nu trebuie tre- cute cu vederea efectele provocate de tensiunea RAA și de nivelul mare al semnalelor aplicate pe grilele tuburilor sau pe bazele tranzistoarelor, efecte soldate cu deplasarea punctului de funcționare către porțiunea neliniară. Oscilațiile parazite au o gamă mai largă de cauze. Sînt de amintit decu- plările modificate, starea cablajului și a ecranelor circuitelor de FI și ale tuburilor electronice (metalizarea). Manifestările acustice datorate oscilațiilor parazite sînt foarte variate, de la întreruperea lanțului de semnal (sensibilitatea nulă) în cazul autoos- cilațiilor puternice, pînă la audiție însoțită de fluierături de interferență, dacă autooscilațiile au nivel scăzut. g. Etajele AFI pentru lanțul MF Performanțe afectate : sensibilitatea (redusă sau nulă); selectivitatea (necorespunzătoare); distorsiuni de neliniaritate (mari); raportul semnal/ zgomot (redus); coeficientul de atenuare a modulației de amplitudine (re- dus) ; coeficientul de atenuare a modulației de amplitudine (redus); oscilații parazite. Cauzele principale privind modificarea sensibilității, a distorsiunilor de neliniaritate și a selectivității, enunțate pentru lanțul MA, rămîn valabile și la MF cu precizarea că înrăutățirea selectivității nu afectează fidelitatea ci dă naștere la distorsiuni de neliniaritate pronunțate. Raportul semnal/zgomot redus se datorește alinierii greșite a circuitelor de acord de la ieșirea amplificatoarelor de FI—MF. Coeficientul de atenuare a modulației de amplitudine redus revine în parte circuitelor de limitare, existente în lanțul AFI—MF. Oscilațiile parazite din lanțul MF au același efect perturbator ca și în cazul lanțului MA, cu specificația că tendințele de oscialație se materiali- zează prin asimetria curbei de selectivitate și implicit prin creșterea dis- torsiunilor de neliniaritate. 561 h. Etajele schimbătoare de frecvență din lanțul MA Prin structura lor aceste etaje afectează aceleași performanțe ca și etajele de FI, cu deosebirea că amplificarea și implicit sensibilitatea lor depind de tensiunea semnalului generat de oscilatorul local care de altfel hotărăște panta de conversie. La aceasta se adaugă raportul semnal-zgomot redus, provocat de nivelul propriu de zgomote al tubului sau al tranzistorului, modulația cu brum, consecință a unui filtraj insuficient, interferența produsă de frecvența imagine, zgomotul de rețea sau intermodulație etc. i. Circuitele de intrare sau etajele amplificatoare pentru RF lanțul MA Performanțele afectate : sensibilitatea (redusă sau nulă); atenuarea semnalului de frecvență imagine (redusă); atenuarea semnalului de frec- vență intermediară (redusă); selectivitatea (redusă); raportul semnal- zgomot (scăzut). Cea de-a doua și a treia performanță sînt specifice circuitelor de intrare sau etajelor amplificatoare RF. Sensibilitatea nulă se datorește defectării unui element comun (întreruperea lanțului de semnal). Reducerea sensibilității pe întreaga gamă sau pe porțiuni din gamă se datorește în special dezacordului sau alinierii greșite a circuitelor de acord. înrăutățirea atenuării semnalului de frecvență imagine precum și a selectivității, revine circuitelor de acord ce echipează etajele RF sau intrarea radioreceptorului, ca rezultat al unui acord sau al unei alinieri greșit executate sau la micșorării factorului de calitate al circuitelor amintite. Atenuarea semnalului de frecvență intermediară redusă poate fi dato- rată fie acordului greșit sau dezacordului circuitului de rejecție sau absorb- ție a frecvenței intermediare, fie situării unui capăt al gamei către frecvență intermediară (capătul superior al gamei UL și capătul inferior al gamei UM). Raportul semnal/zgomot redus provine fie din cauza elementelor active (tuburi sau tranzistoare cu nivel de zgomot ridicat), fie din cauza circui- telor pasive (micșorarea cîștigului circuitelor de intrare prin dezacord, factor de calitate scăzut etc.). înrăutățirea acestui raport mai poate fi datorată modulației cu zgomot (brum) a purtătoarei de către tuburi sau tranzistoare eu parametrii modificați sau cu regim static de lucru deplasat în porțiunea neliniară a caracteristicii. j. Etajul oscilator local din lanțul MA Performanțele afectate de etaj sînt: sensibilitatea (necorespunză- toare sau nulă); alunecarea frecvenței oscilatorului local, oscilații para- zite (microfonie). Performanța specifică etajului este alunecarea frecvenței. Sensibilitatea scade dacă amplitudinea semnalului generat de oscila- torul local este diferită ca valoare față de tensiunea care corespunde pantei de conversie optime. 562 Alunecarea frecvenței oscilatorului local se datorește în parte modificării în timp a valorii elementelor circuitelor acordate sau, pe de altă parte, construcției neîngrijite sau eventual cuplajului prea strîns. Oscilațiile parazite provin din modificarea elementelor de circuit (rezistența de negativare, de amortizare etc.). Efectul comun al oscila- țiilor parazite constă în creșterea sensibilității în anumite porțiuni ale benzii sau în blocaje către capetele benzilor. Dacă frecvența oscilațiilor este apropiată de frecvența de lucru (în gama US) a oscilatorului, atunci pe o plajă mare a scării se recepționează un singur post. Microfonia apare la recepționarea cu volum sonor puternic a unor posturi din gama undelor scurte, datorită unei execuții neîngrijite a mon- tajului (tuburi sau tranzistoare, bobină, trimer, condensator variabil etc.). k. Etajele blocului de UUS La majoritatea radioreceptoarelor, circuitul de intrare, amplificatorul de frecvență ultraînaltă, etajul schimbător de frecvență și primul filtru de FI, formează un bloc separat. O serie de performanțe ca : sensibilitatea, selectivitatea, distorsiunile de neliniaritate, atenuarea frecvenței imagine și a frecvenței intermediare, microfonia, raportul semnal-zgomot, sînt afectate din aceleași motive ca cele arătate la etajele lanțului MA și ale amplificatorului de FI—MF. Alte performanțe ca : radiația parazită, alunecarea frecvenței oscila- torului local, eventual tîrîrea frecvenței acestuia pe frecvența semnalului și autooscilația pe frecvența intermediară sînt mult mai accentuate dc lanțul MF. ’ Acestea pun în evidență, pe de o parte, dezechilibrarea punții echiva- lente ce separă oscilatorul local de amplificatorul de ultraînaltă frecvență și de sarcină, iar pe de altă parte, defecțiunile pieselor, ecranelor, eventual uzura tuburilor sau modificarea regimului static de funcționare. E. PARTICULARITĂȚI PRIVIND DEPANAREA RADIORECEPTOARELOR CU TRANZISTOARE, CU CIRCUITE INTEGRATE ȘI PENTRU EMISIUNI STEREOFONICE 1. RADIORECEPTOARE CU TRANZISTOARE în ansamblu, schemele radioreceptoarelor cu tranzistoare nu diferă esențial de montajele cu tuburi electronice. Din punct de vedere construc- tiv, concepția modernă este ca subansamblele radioreceptorului să fie realizate sub formă de blocuri funcționale (module funcționale). Piesele sînt montate pe plăcuțe cu cablaj imprimat. Legătura între blocurile funcționale se realizează cu ajutorul unor conectoare speciale sau după sistemul fișe-bucșe (mufă-mamă, mufă-tată). Prin aceasta, demontarea și montarea blocurilor funcționale în procesul' de depanare devine foarte ușoară. La unele radioreceptoare blocurile funcționale sînt așezate cu traseele metalice (cablaj imprimat) către capacul din spate. în acest fel depanatorul poate controla mai ușor dife- ritele puncte ale montajului. 563 Cablajul imprimat constă dintr-o folie de cupru lipită pe placa izolaută cu ajutorul unui lac. Temperatura la care se descompune lacul este de aproximativ 200°C. De acest lucru se va ține seama în procesul de dezlipire și lipire a pieselor pe cablajul imprimat. Traseele mai late corespund legăturilor la masă și în general înconjoară traseele destinate circuitelor BF și FI, în scopul stabilirii unor contururi de ecranare. Notă. Circuitele imprimate și blocurile funcționale nu sînt specifice radioreceptoarelor cu tranzistoare; acestea echipează în egală măsură și radioreceptoarele cu tuburi electronice, și radioreceptoarele cu circuite integrate și hibride. a. Observații cu privire la depanarea radioreceptoarelor cu tranzistoare Particularitățile constructive ale radioreceptoarelor cu tranzistoare sînt legate de caracteristicile tranzistoarelor, de dimensiunile mici ale pieselor și ale elementelor de circuit ca și de condițiile de exploatare. Deși metodele generale de verificare rămîn valabile și la radioreceptoarele cu tranzistoare, sînt necesare unele precizări cu privire la limitele de apli- care a unor metode, precum și la tehnologia de demontare și montare a pieselor. Metodele simple de verificare a etajelor de AF folosite la radiorecep- toarele cu tuburi nu sînt aplicabile în cazul de față, deoarece obținerea brumului (zgomotul de rețea) în difuzor prin atingerea cu un obiect metalic a electrozilor de comandă nu este eficace. Aceasta se explică prin faptul că tranzistoarele uzuale (fac excepție tranzistoarele cu efect de cîmp) prezintă impedanța de intrare mică și ca atare preiau o parte însemnată din semnalul de zgomot. Impedanța de intrare mai mică decît impedanța de ieșire și mult mai mică decît la tuburi, reclamă asigurarea condițiilor de adaptare. în acest sens transformatoarele de cuplare a etajelor sînt în general coborîtoare de tensiune, ceea ce face ca la urmărirea semnalului în primarul transfor- matorului să se măsoare tensiuni mai ridicate decît în circuitul secundar, respectiv la intrarea în etajul următor. Pentru același motiv, la unele radioreceptoare cu tranzistoare, secun- darul transformatorului de FI nu este rezonant. Spre deosebire de tuburi, la care variațiile de temperatură nu contează în mod esențial, la tranzistoare acestea constituie o problemă de bază. Astfel, temperaturile de 75.. .85°O aduc tranzistoarele cu germaniu în stare de nefuncționare, iar uneori le deteriorează. Variațiile de tempera- tură se datoresc mediului ambiant, lipirilor în procesul de depanare (încăl- zire exterioară) și surselor de alimentare, care prin fenomenul de încălzire în avalanșă a joncțiunilor pot provoca deteriorări importante. Demontarea tranzistoarelor se face numai după o verificare amănunțită a elementelor prin care se asigură condițiile normale de lucru. Dezlipirea tranzistoarelor se face cu un ciocan de lipit de putere mică (50 W), în timp ce conductoarele de legătură dinspre corpul tranzisto- rului se mențin la temperatură scăzută cu ajutorul unei pensete sau al unui clește cu vîrf plat. 564 La montarea tranzistoarelor, terminalele vor avea o lungime de cel puțin 20 mm. Lipirea acestora în schemă trebuie pregătită așa încît să dureze cît mai puțin, iar încălzirea terminalelor să fie minimă. în acest scop, locul de lipire se cositorește în prealabil. în momentul lipirii tranzis- torului, terminalele vor fi menținute la temperatura normală, ca și în cazul demontării. Pe aceleași considerente (de supraîncălzire) este indicat ca distanța între ciocanul de lipit și corpul tranzistorului să fie de mini- mum un centimetru. Lipirea tranzistorului se recomandă să se facă cu ciocanul de lipit scos din priză sau cu corpul conectat la masă, deoarece defectele de izolație, ca și capacitatea proprie a ciocanelor, fac ca o parte din tensiunea rețelei să ajungă pe electrozii tranzistorului în special dacă montajul are o bornă pusă la masă, ceea ce duce la distrugerea joncțiunilor. Este recomandabil ca ciocanul de lipit să fie izolat galvanic de rețea prin intermediul unui transformator separator sau să se utilizeze un ciocan pistol, care constructiv este prevăzut cu transformator. Principalele defecțiuni ce apai’ la tranzistoare, sînt — creșterea curentului 1CBO (colector-bază) și micșorarea amplificării în curent, datorită unor cauze complexe (umiditate, suprasarcini puțin pronunțate dar de lungă durată etc.); — instabilitatea valorii curentului 1CBO ; — scurtcircuitarea, respectiv străpungerea joncțiunii bază colector sau emitor-bază, datoriiă tensiunilor inverse prea mari sau prin supra- încălzirea tranzistorului; — întreruperi între electrozi, eventual creșterea, rezistenței la valori, inadmisibile, datorită trecerii unor curenți prea mari sau prin încălzirea exagerată a terminalelor în procesul de lipire, respectiv de dezlipire. Comutările și înlocuirile de elemente din schemă nu trebuie făcute sub tensiune, deoarece șocurile pot periclita tranzistoarele. Deși tranzis- toarele rezistă la șocuri mecanice, ele nu rezistă la supraîncălziri produse de curenți prea mari sau la tensiuni inverse care depășesc o anumită limită. Se va evita cu desăvîrșire conectarea cu polaritate inversă a surselor de alimentare. în acest scop se vor folosi suporții speciali (din radiorecep- toare) pentru baterii și acumulatoare. Lipirea și dezlipirea elementelor de circuit (rezistențe și condensa- toare) pe circuite imprimate se va face cu grijă. Se va căuta pe cît posibil să se reducă numărul lipiturilor, pentru a evita desprinderea foiței de cupru (traseul metalic) și a pastilelor de contact de pe placa izolantă, fapt ce ar duce la întreruperea circuitelor, eventual la scurtcircuite. în general, elementele de circuit sînt de tip miniatură, lucru ce face incomodă marcarea directă a valorilor. Pe aceste considerente s-a adoptat marcarea după codul culorilor a rezistențelor și a condensatoarelor. La. înlocuirea rezistențelor defecte se va avea în vedere ca ele să aibă aceleași dimensiuni și caracteristici electrice. Dintre rezistențele minia- tură folosite în radioreceptoarele cu tranzistoare, se amintesc tipurile cu terminale axiale și radiale. Montarea rezistențelor și condensatoarelor nu se face în orice mod. Sînt situații (economie de spațiu, piesa nu suportă încălzirea în timpul lipirii, sau un mod particular de plasare a terminalelor) în care piesele se montează în poziție verticală. 565 în general, se caută ca rezistența să se sprijine pe plăcuța izolantă, înlăturîndu-se astfel posibilitatea de dezlipire a foliei metalice de pe verso, la eventuale apăsări. Terminalele nu vor fi prea scurte, pentru a se evita supraîncălzirea în timpul cît se lipește rezistența. Se preferă rezistențele cu terminale axiale, deoarece se montează mai ușor. înlocuirea, respectiv dezlipirea pieselor cu mai mult de două termi- nale de pe cablajul imprimat, devine mai dificilă din cauză că nu pot fi încălzite simultan toate punctele de lipire și nici timpul de încălzire nu poate fi prelungit prea mult. Pentru astfel de piese (potențiometre, trans- formatoare de FI și transformatoare de defazaj și ieșire) se încălzește fiecare punct de lipire la circuitele imprimate și apoi, cu ajutorul unui șiret subțire de bumbac petrecut în jurul capătului terminalului, se împinge cositorul lichid (încălzit) spre placă, pînă ce terminalul se curăță de cositor. După eliberarea tuturor terminalelor se scoate piesa pentru a fi reparată sau înlocuită, după caz. Alt mod de a îndepărta aliajul topit de punctul de lipire constă în lovirea bruscă a mîinii în care se ține piesa de masa de lucru (șoc elastic). Se evită lovirea directă a piesei de masă, deoarece se poate deteriora cablajul imprimat odată cu eventuala spargere sau fisurarea plăcuței de material izolant. în timpul depanării se va evita verificarea funcționării etajelor prin scurtcircuitarea rezistențelor conectate la emitor, precum și scurtcircuitul între colector și masă sau alți electrozi, în special la etajele care conțin inductanțe (transformatoare), deoarece fenomenele tranzitorii provoacă supratensiuni ce pot duce la străpungerea joncțiunilor. La fel, se va evita legarea directă a bazei la borna de alimentare a radioreceptorului. După montarea și demontarea unor piese, pe cablajul imprimat se va face un control privind validitatea lipiturilor, înlăturarea eventualelor scurtcircuite (cauzate de dimensiunile lipiturilor), precum și existența fisurilor în cablajul imprimat, apărute în tipul exploatării sau al reparării. Este total neindicată verificarea cu ohmmetrul, din cauza surselor proprii de tensiune ce pot deteriora joncțiunile tranzistoarelor și conden- satoarelor electrolitice. Condițiile de verificări admise cu ohmmetrul au fost specificate în paragrafele anterioare. Pentru radioreceptoarele portabile verificările sub tensiune necesită în prealabil controlul surselor de alimentare. Practica arată că peste 50% din cazurile de funcționare nesatisfăcătoare a acestor radioreceptoare au legătura directă sau indirectă cu starea surselor de alimentare. Controlul acestora se face după indicațiile date în capitolul anterior. b. Verificarea tranzistoarelor Regimul static de funcționare se constată odată cu măsurările de tensiuni continue la electrozii tranzistoarelor. Valorile obținute informează asupra polarizării corecte sau incorecte a tranzistoarelor și totodată pot duce la detectarea unor defecțiuni fie a tranzistoarelor, fie ale circuitelor în care sînt conectate. Regimul de lucru al tranzistoarelor este mai bine caracterizat de valo- rile curenților. Măsurările de curenți necesită întreruperea circuitelor, 566 lucru neindicat în montajele cu circuite imprimate din cauza pericolului dc exfoliere a traseului imprimat și a pastilelor de contact. De aceea, se recomandă calcularea curenților cunoscîndu-se rezistența din circuit si căderea de tensiune la bornele acesteia. Din aceleași motive, verificarea unor parametri ai tranzistoarelor se Va face fără ca acestea să fie deconectate din circuit. Aparat pentru verificarea tranzistoarelor fără deconectarea lor din montaj. în foarte multe cazuri de depanare, după localizarea tronsonului sau a etajului defect este de dorit să se facă verificarea tranzistoarelor fără să fie dezlipite din circuit. în primă aproximație, verificarea facto- rului de amplificare ,,Ș“ (beta) este suficient de edificatoare în ceea ce privește funcționarea tranzistorului. în ultimul timp s-au realizat aparate cu grad mai mare sau mai mic de complexitate, pentru verificarea tranzis- toarelor. în figura 19.17. este prezentată schema unui astfel de aparat, propus de firma Heathkit, model IT—18. Aceasta satisface deopotrivă cerințele tehnice și economice. Aparatul permite să se verifice starea tranzistorului atît în circuit, cît și în afara circuitului. Se poate măsura factorul de amplificare „6“ și curenții inverși ai joncțiunilor (curenți reziduali) Icbo și Iceo- 567 Principial, aparatul este un amplificator cu emitor comun, de impe- danță mică, în care tranzistorul de măsurat completează circuitul și îndeplinește funcția de amplificator propriu-zis. Elementele componente sînt: — comutator de polaritate, necesar verificării tranzistoarelor npn și pnp ; A₂ — comutator de funcțiuni; K₃ — comutator pentru veri- ficarea factorului „P“ ; (25 Q) rezistență șunt pentru reducerea dome- niului de măsurare; — comutator de gamă; uÂ- microampermetru cu scara 200 A și = 225 Q; D — diodă de protejare a instrumentului; B — pilă de 1,5 V; SC — soclu de conectare a tranzistorului, inclusiv cordonul de încercare; (225 Q) — rezistența de simulare a instrumen- tului în circuit; Eₐ(500 kQ) — potențiometrul de calibrare pentru măsu- rarea factorului de amplificare; J?₄(ll,8 Q) — rezistență șunt pentru microampermetrul conectat la colector; A₅(10 kQ) — poten’țiometru de reglaje a curentului pe pozițiile de verificare a lui ICB₀ și ICeo- în majoritatea montajelor, valoarea elementelor de circuit care asigură regimul de lucru al tranzistoarelor este sensibil mai mare decît valoarea elementelor de circuit ce echipează aparatul. Astfel curenții care parcurg circuitele din montaj nu duc la o eroare apreciabilă a indicației „p“ citite la aparat. Măsurarea factorului de amplificare p. Curentul de colector Ic depinde de curentul din circuitul bazei IB. Raportul ICIIB definește factorul de amplificare p și se determină măsurînd curenții Ic și IB. Măsurarea fac- torului P se face în două etape. — Prima etapă constă în poziționarea lui K₂ pe poziția II și a lui K₃ pe calibrare p. Se acționează potențiometrul A₃ din circuitul bazei pînă. ce instrumentul indică curentul de referință de 4 mA, marcat pe scară (fig. 19.18, a). Fig. 19.18. Montaje simplificate pentru măsurarea factorului de amplifi- care și a curenților invcrși: ₀ _ calibrare; b - măsurare ; c - măsurarea curentului Jeno 1 <î - măsurarea curentului JCEO- 568 — Etapa a doua constă în apăsarea lui K₃ pe poziția „măsurare 0“. în această poziție instrumentul este conectat în circuitul bazei împreună cu dioda de protejare D, iar rezistența jR₂ ocupă locul instrumentului, pentru a nu se modifica condițiile de lucru. Menționăm că dioda D este blocată cît timp intensitatea curentului nu depășește 200 pA și șuntează instrumentul îndată ce se depășește această valoare. Etapa a doua este sintetizată în schema dată în figura 19.18, b. Curentul de colector este constant, deoarece se ajustează întotdeauna la 4 mA. Astfel, factorul de amplificare p = A — depinde de valoarea curentului IB. Se obține pₘ₍ₙ ^b pentru curentul IBₘₐₓ, la capătul superior al scării ( $ₘᵢₙ = A —-— ] și \ ^Bmax J 3maz pentru IBₘᵢₙ la capătul inferior al scării — A —— I • Se deduce \ ^Bmin / că scara microampermetrului poate fi etalonată direct în valori ale lui p. Comutatorul de gamă introduce rezistența în circuit, pentru măsurarea tranzistoarelor cu p mic (se reduce scara de opt ori). Măsurarea curenților inverși ICB₀ și ICBo- Aceste măsurări se fac cu tranzistorul deconectat din circuit. Se poziționează comutatorul de func- țiuni K₂ pe ICB₀ sau Icuo pe „Calibrare p“. în primul caz tranzistorul lucrează cu emitorul în gol, în cazul al doilea cu baza în gol. Instrumentul se conectează în serie cu joncțiunea ce se verifică și cu sursa de alimen- tare (fig. 19.18, c, d). Potențiometrul E₅ se reglează astfel încît curentul prin instrument să nu depășească valoarea de 0,2 mA (capătul scării) pentru un curent total prin circuit de 5 mA. Restul de 4,8 mA este preluat de dioda de protejare. Cît timp curentul total nu depășește 0,2 mA, dioda este blocată. Curenții inverși depind de tipul tranzistorului și de temperatură. Informativ, ICB₀ < 1 pA pentru tranzistoarele de mică putere cu siliciu și depășește 50 pA dacă sînt tranzistoare de putere (tranzistoarele de putere au ICB₀ ■cuprins între 0,05 și 5 mA). Tranzistoarele cu germania de înaltă și medie frecvență au ICB₀ cuprins între 0 și 5 pA, iar tranzistoarele de joasă frecvență între 5 și 10 pA 2. RADIORECEPTOARE CU CIRCUITE INTEGRATE Unificarea schemelor electrice, reducerea dimensiunilor radiorecep- toarelor, siguranța în funcționare, constituie motivele pentru care în ultimul timp circuitele integrate sînt utilizate din ce în ce mai mult în construcția radioreceptoarelor. Tehnologia de fabricație a dispozitivelor semiconductoare a creat premisele de realizare constructivă a unor circuite cu funcțiuni complexe grupate într-un bloc monolit. a. Circuite integrate utilizate în radioreceptoare Circuitele integrate cu unități independente, completate cu elemente de circuit, conduc la realizarea de blocuri funcționale hibride. Structural, acestea conțin tranzistoare, diode și rezistențe în număr suficient pentru a asigura performanțele cerute etajului sau etajelor din radioreceptor. Notațiile simbolice sînt specifice fabricilor constructoare. 569 Fig. 19.19. Circuit integrat A 703 E : a — schema de principiu; 6 — punctele de conectare la circuitul exterior. Astfel, circuitul integrat A 303 JS este utilizat ca amplificator FI. Schema de principiu este prezentată în figura 19.19, a, iar punctele de conectare în figura 19.19, b. Aceeași funcțiune îndeplinește circuitul A 703 E. Circuitul TAA 151 (fig. 19.20) este utilizat ca preamplificator AF; la fel TAA 263 și TAA 310. Alte circuite cumulează mai multe funcțiuni. Astfel circuitul integrat CA 3003 cumulează funcțiunile de amplificator FI și de etaj schimbător. Acesta are următoarele caracteristici: — cîștigul în putere (montaj cascadă la 100 MHz) 20 dB ; — cîștigul în putere (amplificator diferențial la 10,7 MHz) 25 dB ; — nivelul de zgomot, 7,8 dB ; — puterea disipată, 39,5 mW ; — tensiunea de intrare 2,6 [xV. Circuitul CA 3014 îndeplinește funcțiunile de amplificator FI—MF la 10,7 MHz și etaj de demodulare. Caracteristicile circuitului sînt: — cîștigul de putere, 70 dB ; — tensiunea limită de intrare, 500 [xV; — atenuarea modulației de amplitudine parazite, 50 dB ; Fig. 19.20. Circuit inte- grat TAA 151 : a — schema de principiu; & — punctele de conectare la circuitul exterior. 570 — rezistența de intrare în AFI, 2,8 kQ; — capacitatea de intrare în AFI, 6,5 pF; — rezistența de ieșire din AFI, 41 kQ; — capacitatea de ieșire din AFI, 3,9 pF; — rezistența de intrare în etajul de modulare, 12 kQ; — capacitatea de intrare în etajul de demodulare, 7 pF; — rezistența de ieșire din etajul de demodulare, 60 Q; — tensiunea de AF, 190 mV; — puterea disipată, 180 mW. Circuitul integrat TAA 840 (fig. 19.21) cumulează funcțiunile de amplificator de înaltă frecvență, etaj schimbător de frecvență, oscilator, amplificator de FI, etaj de demodulare și preamplificator de AF. Fig. 19.21. Circuit integrat TAA 840 conectat în radioreceptor pentru semnale MA. Circuitul TBA 110 este utilizat ca amplificator de FI — MA — MF (cîștigul de tensiune, 100 dB). Circuitul MC 1303 P este utilizat ca preamplificator stereo. Circuitul TAD 100 îndeplinește funcțiunile de etaj de amestec și oscilator local, amplificator de FI—MA, etaj de detecție și preamplifi- cator de AF. Circuitul CAA 380 îndeplinește funcțiile de AFI—MF, detector de raport și preamplificator de AF. Circuitele TAA 550, LM 100, LM 200, LM 300 sînt utilizate ca circuite stabilizatoare de tensiune. b. Localizarea defectului La radioreceptoarele cu circuite integrate localizarea defectului se face după aceleași reguli generale. Inițial se localizează blocul funcțional defect. în cadrul blocului există două posibilități: defectul aparține circuitului integrat sau circuitelor exterioare. Dacă odată cu schimbarea circuitului integrat performanțele radioreceptorului se restabilesc, înseamnă că defectul aparține circuitului integrat și unica soluție constă în schim- barea acestuia. Dacă defectul aparține circuitelor exterioare, atunci se localizează etajul defect și, în continuare, piesa defectă la nivelul etajului. 571 Localizarea defectului la radioreceptoarele cu circuite integrate este- mult ușurată pe de o parte datorită faptului că numărul de verificări este mai mic (depanatorul nu are acces la elementele interne ale blocului); pe de altă parte, punctele de conectare sînt numerotate (figurile 19.19, b, 19,20, b și 19.21) și se dau și valorile tensiunilor continue ce urmează să fie controlate (fig. 19.21). Schemele de principiu sînt mai simple, deoarece circuitele integrate sînt figurate de obicei sub foimă de triunghiuri sau dreptunghiuri. Pe depanator nu-1 interesează structura internă a circuitului integrat, ci numai bornele de conectare la circuitele exterioare. Dacă se înlocuiește circuitul integrat și acesta are funcțiuni în RF, se impune verificarea performanțelor principale, deoarece se poate întîmpla ca acordul și alinierea să sufere modificări. în acest caz, se va proceda- la o reacordare a circuitelor. 3. RADIORECEPTOARE DESTINATE SĂ RECEPȚIONEZE EMISIUNILE STEREOFONICE a. Recepția programelor stereofonice Recepția programelor stereofonice este posibilă în două moduri — prin folosirea radioreceptoarelor special construite pentru a lucra p otrivit sistemului de emisie stereofonic; — prin adaptarea radioreceptorului monofonic la emisiile stereofonice.. Constructiv, radioreceptoarele stereofonice se deosebesc de cele mono- fonice prin dispozitivul de decodare. Circuitul de decodare trebuie să. îndeplinească următoarele funcțiuni — selectarea și amplificarea semnalului pilot de 19 kHz; — dublarea frecvenței semnalului pilot; — extragerea informației stereo ; — combinarea informației stereo cu purtătoarea auxiliară; — separarea căilor. Pentru realizarea funcțiunilor de mai sus, circuitul de decodare trebuie- să conțină filtre de separare acordate pe 19 kHz și 38 kHz, un etaj de dublare a frecvenței de 19 kHz și un demodulator care realizează totodată, și separarea căilor. La acestea se adaugă etajele de amplificare și eventual oscilatorul local (19 kHz) sau (38 kHz) pentru refacerea subpurtătoarei de 38 kHz. în figura 19.22 sînt prezentate schemele-bloc tipice de decodare a semnalelor stereofonice. Filtrul de dezaccentuare a frecvențelor înalte conectat la ieșirea detectorului de raport, pentru emisiunile monofonice MF, se comută la ieșirea circuitului de decodare în cazul semnalelor stereofonice. b. Verificarea radioreceptoarelor pentru semnale multiplex Se verifică circuitele acordate de VIF și FI potrivit indicațiilor date în capitolul 14 (vizualizarea curbei în S). Se verifică alinierea circuitelor UIF și FI și de decodare, cu schema-bloc dată în figura 19.23. Curbele obținute pe ecranul osciloscopului reflectă modul corect sau greșit de reglare. 572 Ieșire dreap/a Ieșire stingă i I 2 b) 3 fig. 19.22. Scheine-bloc de circuite de decodare pentru emisiuni stereofonice: ₐ — cu detecția anvelopei; b — cu însumare; c — cu oscilator local pentru refacerea subportitoarei. 573 Fig. 19.23. Montaj pentru verificarea ansamblurilor UUS, FI și a circuitelor de decodare. în primul caz se obține oscilograma din figura 19.24, a. Oscilograma 19.24, b pune în evidență răspunsul necorespunzător al etajului detector la frecvențe înalte (sau al circuitelor de dezaccentuare, respectiv al circuitului de decodare). Oscilograma 19.24, c se obține dacă circuitele de FI nu sînt aliniate corect, fapt ce provoacă importante distorsiuni de fază și implicit duce la diafonie între căi. Oscilograma 19.24, d, pune în evidență, distorsiuni de amplitudine importante, datorită fie unei benzi de trecere insuficiente, fie tendinței de instabilitate a etajelor de FI (10,7 MHz). BK.il HJhlB ■'inimi,'/.i iwwu i nu nu w/uumi KlUiilIihliliiaiiUlIkHIbW ■unnaMBL'imiPiaBn ■kt, JBBBBBLhlIlBBBB b) d) Fig. 19.24. Oscilograme ce reflectă comportarea circuitelor de UIF, FI și de decodare : a — acordare corectă; b — răspunsul necorespunzător a] circuitului de decodare al etajului detector la frecvente înalte; c — alinierea greșită a circuitelor de FI; d — distorsiuni importante de amplitudine. 574 Alinierea circuitului de decodare constă în acordarea filtrului de 19 kHz pe frecvența pilot injectată în punctul 1 (figurile 19.22, a, 5, c), adică la ieșirea din detectorul de raport. Aceasta se aplică indirect, modulînd în frecvență semnalul UIF cu 19 kHz. Se acționează elementele reglabile pen- tru a obține indicația de maxim a voltmetrului electronic conectat în punctul 2) (fig. 19.22, a, b, c). Refacerea subpurtătoarei se controlează în punctele 3 (fig. 19.22, a, b) și 4 (fig. 19.22, c). Rezonanța circuitului pe frecvența de 38 kHz se obține după indicația de maxim a voltmetrului electronic conectat în punctele 3 (fig. 19.22, a, b) și 4 (fig. 19.22, c). Dacă, circuitul de decodare este prevăzut cu oscilator local, atunci se pune problema sincronizării acestuia. Lipsa de sincronizare se manifestă prin instabilitatea formei de undă și prin diafonie pronunțată între căi. Reglajul corect al frecvenței oscilatorului se face prin sincronizarea acestuia cu semnal minim injectat la intrarea radioreceptorului. Pentru aceasta se reduce amplitudinea semnalului UIF treptat, în timp ce se ajustează succesiv elementele circuitelor de acord. Reglarea nivelului minim de diafonie se face cu montajul prezentat în figura 19.25. Se procedează în felul următor : — se aplică la intrarea radioreceptorului semnalul UIF vobulat cu semnal multiplex pentru o plajă de ±45 kHz ; — se modulează cu semnal de joasă frecvență o singură cale, și anume calea din dreapta dacă se măsoară diafonia pe calea din stînga, și invers pentru calea din dreapta (fig. 19.22, a, b, c punctele 5 și 4); — semnalele de la ambele ieșiri se vizualizează simultan pe ecran, prin intermediul comutatorului electronic; — se acționează elementele ajustabile ale circuitelor rezonante pentru frecvențele de 19 kHz și 38 kHz, pînă se obține amplitudinea minimă a semnalului de joasă frecvență pe calea perturbată. ieșire •stingă Fig. 19.25. Montaj pentru verificarea și reglarea diafoniei dintre căi. 575 Figura 19.26, a constituie un exemplu tipic de diafonie pronunțată (curba de sus) iar oscilograma din figura 19.26, b corespunde unei diafonii minime (curba de jos). Dacă osciloscopul de măsurare este echipat cu amplificator calibrat, Fig. 19.26. Oscilograme pentru evidențierea diafoniei: a — diafonie pronuntatA între cM; b — diafonia foarte slăbit. Atenuarea de diafonie minimă impusă este de 20.. .25 dB. Semnalele de 19 kHz și 38 kHz cu formă distorsionată, precum și micșorarea rezistenței inverse a diodelor din circuitul de decodare se manifestă acustic printr-un fluierat anormal și prin distorsiuni puternice. Asimetria sinusoidei de la ieșirea căii pune în evidență funcționare F. DEPANAREA RADIORECEPTOARELOR CU DEFECTE DE CLASA „A“ (AUDIȚIE NULĂ) 1. LOCALIZAREA DEFECTELOR Nefuncționarea radioreceptorului este echivalentă unei sensibilități nule. Defectul, în acest caz, poate fi datorat oricărui etaj din radioreceptor. Acesta afectează fie lanțul RF, fie lanțul AF. în primul caz, sensibilitatea nulă poate include lanțul MA și MF, sau numai lanțul MA, respectiv numai lanțul MF. în cadrul lanțului MA există 576 situații în care numai o anumită gamă sau mai multe game se comportă prin sensibilitate nulă. Dacă sensibilitatea nulă aparține etajelor AF, atunci accesul către ieșire este întrerupt atît pentru lanțul MÂ, cît și pentru MF. Localizarea defectului reclamă măsurări pe subansamble, în ipoteza că acesta nu provine dintr-un defect banal de întrerupere a unei siguranțe, cordon de alimentare, sau de epuizare a bateriilor de alimentare (în cazul radioreceptoarelor portabile). De altfel aceste defecte se trădează la o verificare sumară a radioreceptorului nealimentat (cir ohmmetrul), sau vizual, după fluorescenta ecranului indicatorului optic de acord, eventual după luminozitatea filamentelor la tuburile electronice. Starea bateriilor se verifică în condiții de lucru pe sarcină artificială sau cu radioreceptorul nealimentat și apoi alimentat după valoarea tensiunii măsurate la bornele acestuia. Fluorescenta ecranului indicatorului optic de acord constituie un indiciu că etajul de alimentare (redresor) funcționează. 2. LOCALIZAREA TRONSONULUI DEFECT Localizarea tronsonului defect pentru lanțul de AF se face în modul cel mai operativ cu ajutorul picupului, dacă radioreceptorul este prevăzut cu picup, sau în caz contrar cu indicatorul optic de acord. Localizarea cu ajutorul picupului. Dacă audiția este normală la redarea unui disc (schimbătorul de game pe poziția PU), atunci defectul aparține etajelor de RF. în caz contrar lanțului AF. Verificarea cu indicatorul optic de acord constă în conectarea antenei și acționarea butonului de selecție a posturilor. Dacă sectorul sau sectoarele fluorescente variază la trecerea de pe un post pe altul, înseamnă că lanțul de semnal de RF, inclusiv etajul demodulator, nu este întrerupt și că defectul aparține etajelor de AF (în caz contrar, lanțului de RF). Această verificare este condiționată de buna funcționare a indicatorului optic de acord. Pentru tronsonul de RF metodica de localizare din aproape în aproape a defectului poate fi aplicată atît la lanțul de MA cît și la cel de MF. Dacă ambele lanțuri sînt întrerupte, atunci defectul va fi datorat în mod cert unei piese comune (tub, tranzistor, circuit de alimentare etc.). în caz contrar, verificările vor fi dirijate către piesele său elementele specifice lanțului defect (de MA sau MF). 3. LOCALIZAREA ETAJULUI DEFECT După localizarea tronsonului defect urmează localizarea etajului defect, în acest scop se recomandă metoda injecției de semnal pentru etajele de AF, deoarece controlul se poate face direct în difuzorul radioreceptorului și metoda de urmărire a semnalului pentru etajele de RF ca fiind mai operativă. 4. LOCALIZAREA PIESEI DEFECTE Localizarea piesei la nivelul etajului reclamă suspectarea pieselor capabile să întrerupă lanțul de semnal (sensibilitate nulă). De cele mai multe ori măsurările întreprinse asupra regimului static de funcționare a 577 tubului sau a tranzistorului duc nemijlocit la localizarea piesei. în ipoteza că tubul sau tranzistorul nu este defect, lipsa de tensiune pe un electrod constituie un indiciu că un element serie este întrerupt sau unul derivație este în scurtcircuit. La tronsonul de RF sensibilitatea nulă se poate datora unei alinieri și acordări incorecte a circuitelor. în acest caz concură mai multe etaje, iar verificarea regimului static de funcționare a tuburilor sau tranzistoarelor nu duce la rezultat și devine de prisos. De astă dată se impune verificarea etajelor cu semnal, și anume aplicarea metodei injecției de semnal concomitent cu acordarea circuitelor. Numărul pieselor capabile să ducă la simptomul caracterizat prin audiție nulă este foarte mare, așa încît nu este cazul să se facă o înșiruire a acestora în cadrul capitolului. Rămîne ca depanatorul, după localizarea etajului sau a etajelor ce includ defectul și după informațiile dobînditedin măsurări, să restrîngă cît mai mult numărul pieselor susceptibile de defect. 5. ÎNLĂTURAREA DEFECTELOR a. Verificarea pieselor După localizarea pieselor la nivelul eta jului, se va proceda la măsurarea parametrilor piesei presupuși ieșiți în afara toleranțelor, în scopul confirmă- rii sau infirmării defectului. Dacă verificarea confirmă defectul, se va proceda, după caz, la repararea sau înlocuirea Ipiesei. Verificările minime la care piesele vor fi supuse sînt menționate în cele ce urmează. Rezistențe fixe chimice. Se verifică rezistența electrică cu ohmmetrul. Se verifică starea fizică a rezistenței. Rezistențe fixe bobinate. Se fac aceleași verificări ca și la rezistențele chimice. Se va acorda atenție deosebită colierelor de contact de la termina- lele rezistenței. Rezistențe variabile chimice. Se verifică starea suprafețelor lamelei cursorului și a potcoavei rezistive. Se verifică rezistența electrică între terminale în timp ce se rotește cursorul, rezistențele variabile chimice sau bobinate se pot repara dacă defectul constă în îndepărtarea cursorului de suprafața potcoavei rezistive, sau dacă suprafața dintre lama cursor și capsa rotor s-a oxidat. în primul caz se execută cambrarea lamei cursor, iar în al doilea caz se curăță suprafețele oxidate cu o lamă, după care se sudează cu cositor pe o suprafață mică. Potențiometre chimice. Se verifică starea fizică prin acționarea rotoru- lui. Dacă rotirea cere efort continuu înseamnă că s-a întărit sau murdărit unguentul dintre ax și bucșa de ghidaj, iar dacă rotirea cere efort intermi- tent, înseamnă că s-a deformat lamela cursor. Se verifică cu ohmmetrul rezistența electrică între capete și între fiecare capăt și cursor. în condiții normale de funcționare, rezistența electrică trebuie să varieze continuu odată cu acționarea cursorului. Repararea constă în spălarea cu alcool rafinat a bucșei și a axului, după care acestea se ung cu vaselină neutră. Tot cu alcool rafinat se curăță și impuritățile existente pe potcoava rezis- tivă și pe contactul cursor. 578 Condensatoare fixe ceramice, stiroflex și cu Iiîrtie. Se verifică la o punte de măsurat capacități sau la o punte universală capacitatea electrică și tangenta unghiului de pierderi. Se verifică rezistența de izolație între electrozi. Se verifică starea fizică a piesei, operație care constă în principal în cercetarea terminalelor (dacă sînt sau nu rupte sau dezlipite) și a stării corpului condensatorului. Condensatoare electrolitice. Se verifică starea fizică a corpului și a terminalului (în special terminalul de plus), în sensul de a nu se deplasa terminalul la un efort mic din punctul de prindere. Se verifică capacitatea electrică și curentul de fugă. Se verifică rezistența de izolație cu ohmmetrul, respectîndu-se tensiunea de lucru și polaritatea bornelor. Curentul de fugă se verifică cu montajul din figura 19.28.Se variază tensiunea de verificare de la Fig. 19.28. Montaj pentru verificarea curentului de fugă. Hedresur cu tensiune reglabilă looka redresor de la valori minime pînă la valoarea normală de lucru. Cu comuta- torul Jă pe poziția I se lasă să sc încarce condensatorul pînă ce miliamper- metrul arată valoarea minimă. în momentul în care se trece IC pe poziția II, miliampermetrul arată curentul de fugă If. Condensatoare variabile. Se verifică starea fizică în timp ce se acțio- nează axul rotorului. Se face verificarea electrică la scurtcircuit. Sc face verificarea capacității fiecărei secțiuni. Dacă rotorul se mișcă greu înseamnă că unguentul s-a uscat sau s-a murdărit, sau lamelele rotorului freacă de stator, sau aripioarele pentru aliniere sînt deformate. Lamelele și aripioarele deformate se îndreaptă cu ajutorul unui cuțit cu o lamă de 0,3 mm, fără ca această operație să necesite deconectarea condensatorului din montaj. Scurtcircuitele dintre rotor și stator se verifică cu ohmmetrul. Lagărele se spală cu tetraclorură ele carbon și la fel sistemul de angrenare, după care se ung cu vaselină neutră. înlăturarea rugozităților și a corpurilor Fig. 19.29. Montaj pentru îndepărtarea ru- gozilăplor dintre plăcile condensatorului va- riabil cu aer. fine dintre plăcile condensatorului variabil se execută cu montajul din figura 19.29. Operația constă în arderea scurtcircuitelor fine dintre plăci datorită seînteilor ce apar sub acțiunea tensiunii de 300 V odată cu acționa- rea rotorului. 579 Această operație presupune acționarea, rotorului prin intermediul unui buton izolant, pentru a proteja, operatorul de elect rocutare. Condensatoare ajustabile. Se verifică starea fizică a condensatorului, control ce constă în observarea dieleetricului (dacă este sau nu fisurat) și a știutului de argint (dacă este sau nu exfoliat). Se verifică limitele de variație a capacității și prezența scurtcircuitelor între armături. Bobinele de radiofreevență. Se verifică vizual terminalele bobinei (dacă nu sînt rupte*) și se controlează dacă bobina nu prezintă lovituri, dczizolări etc. Se verifică cu ohmmetrul continuitatea înfășurărilor pe diferite game. Această verificare reclamă cercetarea circuitului în caro este conectată bobina. Se verifică inductanța la o punte de măsurare. Fig. 19.30. Montaj pentru ve- rificarea rezistenței de izolație Ia transformatoare sau auto- tra nsf orm a loare. Transformatoare și autotransformatoare de rețea. Se verifică starea, terminalelor fiecărei înfășurări precum și validitatea lipiturilor. Se verifică eu ohmmetrul continuitatea înfășurărilor precum și rezistența de izolație dintre înfășurări (bobine) și dintre înfășurări si tole, cu montajul prezentat în figura 19.30. Repararea posibilă la un transformator nedemontat constă în lipirea terminalelor dezlipite. în celelalte cazuri, se înlocuiește sau se rebobinează transf o rmatorul. Se verifică cu ohmmetrul continuitatea înfășurărilor și implicit, rezis- tența electrică. Se verifică raportul de transformare prin măsurări de ten- siuni în primar și în secundar (n = Uᵥ/Uₛ). Se verifică valoarea inductanței circuitului primar (cuprins între 5 și 15 H). b. înlocuirea pieselor înlocuirea pieselor defecte nu se face la întîmplare. Se impune ea piesa șart piesele înlocuite să aibă parametrii electrici și mecanici identici cu ai piesei sau pieselor indicate în documentația tehnică. în ceea ce privește parametrii mecanici, se vizează în general dimensiunile piesei. Se știe că spațiul într-un radioreceptor este limitat și că piesa trebuie să se integreze într-un ansamblu de circuite. Ne respectarea dimensiunilor poate duce la modificarea cuplajelor parazite, la încălzirea excesivă a altor piese etc. La înlocuirea rezistențelor, pe lîngă parametrii electrici amintiți, se va respecta puterea de disipație și toleranțele admise. 580 Pentru înlocuirea condensatoarelor fixe se recomandă următoarele : — tensiunea de lucru trebuie să corespundă condițiilor de exploatare ; — toleranțele și coeficientul de temperatură trebuie să fie în limitele prescrise în documentația tehnică; Dacă nu se dă coeficientul de temperatură pentru condensatoarele ceramice, atunci acesta se va considera cuprins între — 33-IO'⁸ si —330-IO"⁶ 1/°C. — nu se recomandă înlocuirea condensatoarelor ceramice cu condensa- toare stiroflex în blocul UUS, din cauza inductanței proprii prea mari pe care o prezintă ultimele (0,01 0,03 gH); — lipirea condensatoarelor stiroflex în circuit se face potrivit indica- țiilor date la lipirea tranzistoarelor ; — rezistența de izolație a condensatoarelor cu hîrtie trebuie să fie de cel puțin 300 MQ ; — nu se înlocuiesc condensatoarele ceramice din blocul UUS cu condensatoare de hîrtie, din cauza inductanțelor proprii prea mari ale ultimelor; — linia sau semnul care marchează unul din terminale se conectează la masă sau către sursa de alimentare (punctul rece). Transformatorul sau autotransformatorul de rețea trebuie să livreze tensiunile necesare și să corespundă puterii absorbite de radioreceptor. Transformatorul de ieșire trebuie să fie dimensionat pentru puterea de ieșire și să asigure condițiile de adaptare. Tuburile și tranzistoarele care înlocuiesc pe cele defecte sau uzate vor fi identice sau cu parametrii echivalenți celor din schema de principiu. G. DEPANAREA RADIORECEPTOARELOR CU DEFECTE DE CLASA „B“ (funcționează cu performanțe reduse) 1. LOCALIZAREA DEFECTELOR Această clasă de defecte reclamă măsurarea integrală a performanțelo r radioreceptorului, și în special a performanțelor electrice. Localizarea defectului apelează la cunoștințele depanatorului privind legătura dintre performanțele globale și performanțele etajelor și dintre performanțele etajului și modificarea parametrilor pieselor ce echipează radioreceptorul. Prin conjugarea rezultatelor dobîndite din măsurări, se ajunge în mod direct la localizarea piesei defecte. Acestea sînt prezentate pe larg în fiecare capitol. Analiza rezultatelor trebuie să consemneze : — dacă este afectată o singură performanță sau mai multe per- formanțe ; — dacă performanța afectată este specifică unui singur etaj sau mai multor etaje, eventual lanțului MA sau lanțului MF ; 581 — dacă performanța sau performanțele afectate sînt în toleranțe sau în afara toleranțelor pentru fiecare tronson al lanțului de semnal. Măsurările se fac inițial pe global și apoi se repetă pe tronsoane și pe 1 /2 din tronson, pînă la nivel de etaj. După localizarea tronsonului se face verifi- carea la jumătăți de tronsoane. Dacă performanța sau performanțele sînt în toleranțe, se exclude partea verificată și se fac investigații asupra’ celorlalte părți. în cele ce urmează se dau două exemple de aplicare. 2. SELECTIVITATEA REDUSĂ PENTRU MA ȘI MF Se măsoară selectivitatea în FI și se constată că este în toleranțe. în acest caz defectul se datorește amplificatorului RF sau alinierii. Dacă este în afara toleranțelor, verificările ulterioare vor include AFI și etajul demodulator. 3. DISTORSIUNILE DE FRECVENȚĂ MARI PENTRU MA ȘI MF Se ridică caracteristica de frecvență a amplificatorului de AF. Dacă valorile obținute sînt în afara toleranțelor, defectul aparține AAF și se repetă măsurările pe jumătăți de tronson, pînă la localizarea etajului. La nivelul etajului se verifică circuitele de cuplare și circuitele de corecție a tonului. Dacă distorsiunile de frecvență nu sînt în toleranțe și aparțin lanțului MF, se verifică circuitul de dezaccentuare. Pentru lanțul MA distorsiunile se pot datora circuitelor de intrare, ARF, AFI sau etajului detector. Se ridică din nou caracteristica de frecvență pentru AFI. Dacă per- formanța este în afara toleranțelor, defectul revine AFI și etajului detector, în continuare se repetă împărțirea pînă la localizarea etajului. în cadrul etajului se verifică banda de trecere a filtrelor de FI. Dacă performanța este în toleranțe, defectul se datorește ARF și circuitelor de intrare. Urmează ridicarea caracteristicii de frecvență pentru ARF. Dacă perfor- manța este în toleranțe, defectul aparține circuitelor de intrare. Dacă este în afara toleranțelor, revine ARF. Exemplele date trasează linia generală de urmat în cazul în care o sin- gură performanță este afectată. Pentru cazul în care mai multe performanțe sînt reduse, se procedează la măsurarea performanțelor pe tronsoane și apoi la suprapunerea etajelor capabile de defect. în continuare, prin procedeul de excludere se restrînge numărul de etaje în care defectul este localizat. Durata de depanare este scurtată mult dacă se face uz de osciloscop (mai ales la localizarea defecte- lor ce afectează mai multe performanțe). Interpretarea corectă a oscilogramelor ușurează procesul de depanare și poate duce direct la localizarea piesei defecte. 582 4. ÎNLĂTURAREA DEFECTELOR Radioreceptorul funcționează cu performanțe reduse datorită defectă- rii unor piese sau dezacordării circuitelor. Sînt frecvente cazurile cînd montarea și demontarea pieselor pe cablajul imprimat se soldează cu exfolie- rea placatului de cupru și a pastilelor de contact. în asemenea situații se procedează astfel: — dacă s-a curățat lacul protector de pe o porțiune de circuit imprimat se recomandă cositorirea acesteia pentru a nu se coroda sub acțiunea agenților atmosferici; — porțiunile de cablaj imprimat rupte se refac prin lipirea unei sîrme de conexiune (0 = 0,5 mm) de-a lungul circuitului; — pastila de contact exfoliată se înlocuiește cu o bucată de sîrmă blanc la capătul căreia se face un ochi după care sîrma se lipește pe cablajul imprimat cu ochiul în locul pastilei. Pentru lipirea și dezlipirea sîrmelor de conexiune se folosește același ciocan utilizat la lipirea și dezlipirea tranzistoarelor. H. DEPANAREA RADIORECEPTOARELOR CU DEFECTE DE CLASA „C“ (manifestări acustice anormale) 1. LOCALIZAREA DEFECTELOR Manifestările acustice ale radioreceptoarelor îmbracă forme foarte variate. Acestea se datoresc în mare parte autooscilațiilor, tendințelor de autooscilație și instabilității etajelor. Cauzele principale sînt : cuplaje parazite (ecranări și conexiuni necorespunzătoare), constante de timp incorecte, puncte de conectare la masă alese greșit, circuite de filtrare necorespunzătoare pe liniile de alimentare anodică și de filament etc. Experiența arată că nu există o metodă eficace de localizare rapidă a defectului în astfel de situații. Dacă se corelează rezultatele dobîndite în măsurarea unor performanțe cu rolul pieselor în modificarea audiției și se respectă o anumită metodologie, se poate totuși ajunge într-un timp scurt la localizarea defectului. în acest caz osciloscopul catodic devine un intermediar avantajos între cauză și efect, pentru instrumentarea fizică a fenomenului. Sînt situații în care performanțele electrice sînt în toleranțe deși nivelul sonor este redus și însoțit de zgomote anormale. în acest caz se ridică caracteristica acustică de frecvență, deoarece se presupune că defectul provine de la sistemul acustic al radioreceptorului. Oscilațiile parazite și tendințele de autooscilație sînt specifice etajelor cu amplificare în combinație cu circuite pasive de reacție. Astfel, etajul sau etajele se transformă în oscilator. Urmează să se localizeze lanțul de amplificare —reacție. Dacă oscilațiile se produc în lipsa semnalului de la intrare, localizarea tronsonului se face prin reducerea la zero a volumului cu ajutorul potențio- metrului de volum. Dacă perturbațiile persistă înseamnă că sediul acestora este în amplificatorul de AF (în caz contrar, în etajele de RF). Restrînge- 583 rea numărului de etaje se poate face în continuare (pentru radioreceptoarele echipate cu tuburi), prin scoaterea succesivă a tuburilor de la intrarea tronsonului către ieșire (metoda nu se aplică radioreceptoarelor universale). Rezultate bune se obțin prin utilizarea unui aparat de urmă- rire a semnalului. Fig. 19.31. Aprecierea frecvenței oscilațiilor parazite din AAF cu ajutorul semnalelor dreptunghiu- lare. Tendințele de autooscilație pot fi puse în evidență numai în prezența semnalului, prin ridicarea caracteristicii de frecvență sau prin vizualizarea formelor de undă la osciloscopul catodic. încercarea în impulsuri a amplificatorului de AF prezintă avantajul că se poate determina astfel și frecvența oscilațiilor provocate de AAJ¹. Dacă se obține pe ecran oscilograma din figura 19.31 și se cunoaște frecvența de repetiție fᵣ a impulsurilor, atunci frecvența oscilațiilor parazite f„ₚ se calculează cu relația : în această formulă t și T au semnificațiile de pe figura 19.31 și se măsoară pe ecranul osciloscopului catodic. în amplificatorul de AF autooscilațiile pot să apară numai dacă cuplajul parazit include două etaje (se asigură condiția de fază) sau datorită buclei de reacție care conține piese cu valori necorespunzătoare sau în care este inversată înfășurarea de reacție (devine reacție pozitivă). Dacă ampli- ficatorul de AF este alcătuit din cel puțin 3 etaje, atunci bucla de reacție pentru oscilațiile parazite se poate închide pe căile de alimentare. Fenomenul se datorește filtrelor de decuplare necorespunzătoare sau bateriilor epuizate, pentru radioreceptoarele portabile sau staționare alimentate din baterii. în majoritatea cazurilor se poate aprecia numărul etajelor incluse în bucla de reacție pozitivă după mărimea frecvenței de oscilație parazită. Astfel, dacă frecvența este plasată în mijlocul benzii audio, atunci sînt incluse două etaje. Dacă frecvențele sînt situate la capetele benzii audio sau în afara acesteia, bucla de reacție se închide de obicei pe trei etaje. Fenomenul de autooscilație constituie un indiciu de suspectare a elemente- lor din bucla de reacție sau a altor elemente de circuit modificate, pentru care condiția de stabilitate nu este asigurată la frecvențele respective de oscilație. Autooscilațiile etajelor de FI sau RF se manifestă prin audiție nulă (întreruperea lanțului de semnal, datorită mutării punctului de funcționare 584 în clasa C) dacă coeficientul de reacție este redus, sau prin fluierături puternice, eventual prin audiție intermitentă (zgomot de motor) dacă coeficientul de reacție este mare (amplificatorul de AF sau oscilatorul local f uncționează ca un oscilator autoblocat). Acest fenomen are loc de obicei la frecvențele superioare din gamă, din cauza constantei de timp necorespunză- toare a circuitului de limitare a oscilațiilor sau datorită nivelului semnalelor oscilatorului local. Intrarea în oscilație a AFI este marcată de indicatorul optic de acord prin mărirea sectorului sau a sectoarelor luminoase de pe ecran chiar în absența semnalului. Același fenomen face ca zgomotele să fie amplificate mult în detrimentul semnalelor utile. Aceasta se explică prin amortizarea pronunțată a circuitelor acordate de către tubul etajului care oscilează, precum și prin micșorarea pantei tubului sau a tranzistorului. Localizarea etajului sau a etajelor transformate în oscilator, reclamă urmărirea buclei de reacție. Pentru aceasta se va analiza schema de principiu și posibilitățile de a transforma un etaj sau mai multe etaje în oscilator. Această metodică presupune parcurgerea următoarelor etape : — determinarea tipului de oscilator; — stabilirea punctelor calde și reci din schemă ; — urmărirea buclei de reacție prin decuplarea punctelor calde la masă prin intermediul unui condensator de valoare corespunzătoare. Dacă odată cu decuplarea punctului cald se modifică frecvența și amplitudinea oscilațiilor parazite, înseamnă că acesta aparține circuitelor oscilatorului. Dacă oscilațiile parazite dispar, de cele mai multe ori punctul cald aparține buclei de reacție. De multe ori localizarea oscilațiilor parazite se poate face după modi- ficările de frecvență și nivel, produse la acționarea dispozitivelor de reglare ale radioreceptorului. Dacă instabilitatea sau autooscilațiile sînt datorate unor contacte nesigure (lipituri reci, contacte intermitente), atunci localizarea acestora se face lovind ușor cu un ciocan de cauciuc diversele piese. Defectul este confirmat de piesa sau contactul care, lovit, provoacă zgomotul maxim. Manifestările acustice ale radioreceptorului contribuie în mare măsură la localizarea etajului și a piesei defecte. Aceste manifestări, ca și legătura dintre acestea și funcționarea etajelor și, în continuare, dintre funcționarea etajului și parametrii pieselor, sînt prezentate la sfîrșitul fiecărui capitol. 2. ÎNLĂTURAREA DEFECTELOR Piesele presupuse defecte se verifică și se înlocuiesc după indicațiile date în paragrafele anterioare. Audiția necorespunzătoare se poate datora bobinei mobile a difuzoru- lui (descentrată, deformată, spire în scurtcircuit, spire dezlipite de pe carcasă) sau mambranei (dezlipită, deformată, blocată etc.). Dacă trebuie refăcută bobina mobilă se demontează difuzorul și se rebobinează cu atenție, folosind conductor cu același diametru șiun același număr de spire. Bobina refăcută se impregnează cu o soluție de celuloid dizolvat în acetonă. Operația de centrare a bobinei se face prin interpune- 585 rea de distanțiere de celuloid (eventual peliculă de film cinematografic) între bobină și bolțul central al ansamblului magnetic al difuzorului. După strîngerea șuruburilor de fixare, distanțierele se scot. în timpul ope- rației de centrare se va urmări ca în interior să nu pătrundă pilitură metalică sau alte corpuri străine. îndepărtarea corpurilor străine din întrefier se face cu ajutorul unei hîrtii îmbibată cu vaselină, după care vaselina rămasă se șterge cu un tifon uscat. Sînt cazuri frecvente cînd : nu se cunoaște valoarea piesei ce urmează să fie înlocuită (nu există documentație tehnică și nu se pot citi caracteristicile piesei pe corpul acesteia), depanatorul nu dispune de piesa respectivă sau piesa se înlocuiește cu alta echivalentă. în astfel de situații se impun unele verificări teoretice. Astfel de verificări se impun în cazul schimbării tubului amplificator de FI cu altul care are alți parametri sau după acordarea circuitului rezonant conectat la anod (în ultimul caz, numai dacă circuitul are înfășurările cuplate prin inductanță mutuală). La radioreceptoarele cu tranzistoare verificarea stabilității amplificato- rului de FI se impune datorită reacțiilor interne importante pe care tranzistoarele le au și care sînt anulate (compensate) constructiv prin neutrodinare. Neutrodinarea se realizează de obicei cu condensatoare. Modificarea valorilor acestor capacități aduce AFI în stare de oscilație. Controlul neutrodinării se face prin vizualizarea curbei de selectivitate la selectograf (fig. 19.32) sau, în lipsa selectografului, se ridică curba punct cu punct folosind un voltmetru electronic. Fig. 19.32. Curbe de selectivitate pentru diferite neutrodinări: a — neutrodinare corectă; b — neutrodinare redusă; c — neutrodinare prea puternică. Oscilațiile parazite pot să apară și din cauza unor decuplări sau polarizări defectuoase, precum și din cauza transformatoarelor de FI care au suferit modificări. înlocuirea elementelor de circuit, a unor tranzistoare și transforma- toare de FI presupune pe lîngă racordarea corectă a circuitelor (bandă de trecere și selectivitate), verificarea neutrodinării și un calcul de verificare a stabilității AFI, folosind relația : 2 y =--------■---------- Kin'Ric S Cᵣ-2nfi în care : Y este stabilitatea amplificatorului față de oscilații. Trebuie să fie cuprins între 2 și 5; 586 Rᵢₙ este rezistența de intrare a tranzistorului, pentru o anumită conec- tare (BC sau EC); Rᵢₑ — rezistența de ieșire a tranzistorului, pentru o anumită conectare (BC sau EC); Cᵣ — capacitatea de reacție internă a tranzistorului, dintre bază și colector; f{ — frecvența intermediară de lucru; S[mA/V]- panta tranzistorului. Această verificare se impune dacă s-a inlocuit tranzistorul sau tranzistoarele din AFI. Cu această verificare se stabilește și necesitatea neutrodinării (dacă y <2). La etajele neutrodinate înlocuirea transformatorului de FI poate duce la autooscilații parazite dacă înfășurarea secundară nu este conectată în mod corespunzător. Aceasta se explică prin accentuarea efectului de reacție dat de reacția internă a tranzistorului. Ca remediu trebuie inversate terminalele înfășurării secundare. Prezența fluierăturilor cînd frecvența generatorului local este apropiată de f₍ constituie un indiciu că blocul funcțional de FI nu are punct de masă, fie datorită conexiunilor, fie datorită lipiturilor. Se verifică punctele de masă, conectoarele și lipiturile. I. DEPANAREA RADIORECEPTOARELOR CU DEFECTE DE CLASA „D“ (defecte mecanice) Dispozitivele mecanice de acționare și de comandă din radioreceptoare condiționează în bună parte performanțele electrice. Modul de execuții mecanică a pieselor, a cablajului și de plasare a diferitelor piese influen- țează în mod nemijlocit stabilitatea funcționării radioreceptorului. Dispo- zitivele principale afectate de defecte mecanice sînt: mecanismul de scară pentru lanțul MA, MF sau MA și MF; mecanismul de rotire a antenei de ferită, pentru radioreceptoarele staționare ; comutatorul de game; registrul de ton. 1. MECANISMUL DE SCARĂ ȘI DE ROTIRE A ANTENEI DE FERITĂ a. Tipuri constructive Sistemele de comandă a acordului sînt construite într-o gamă foarte largă de variante. în general se urmărește ca acestea să aibă o schemă cinematică cît mai simplă, să asigure selecția posturilor fără dificul- tăți și cu o precizie cît mai bună. Sistemul de demultiplicare are un rol hotărîtor la selecția posturilor, mai ales în gama de US, în care încap aproximativ 2 400 posturi de emisie. în acest fel la fiecare acționare a butonului de acord cu 45' se poate recepționa un post. Dacă se ține seama că pe US posturile sînd grupate în jurul anumitor frecvențe, obținerea selecției posturilor devine și mai dificilă. Sistemele de comandă a acordului mai des întîlnite în practică sînt următoarele : — sistem de comandă a acordului cu antrenare separată a indicatorului de scară și a condensatorului variabil (cu doi tamburi fig. 19.33, a): 587 588 Fig. 19.33. Sisteme de comandă a acordului utilizate în radioreceptoare : o - cu doi tamburlî b — tambur cu doua trepte; c-tambur cu o elugura treapta. — sistem de comandă a acordului cu un tambur eu două trepte (fig. 19.33, b)-, — sistem de comandă a acordului cu un tambur cu o singură treaptă (fig. 19.33, c). Notațiile din schemele cinematice menționate au următoarele semni- ficații : 1 — ax de acord; 2 — arc de întindere; 3 — sfoară de antrenare a tamburului; 4 — tambur pentru antrenarea acului indicator ; 5 — sfoară, pentru antrenarea acului indicator; 6 — ac indicator; 7 — scripeți de ghidare; 8 — scară; 9 — șuruburi de strîngere a tamburului pe axul condensatorului variabil; 10 — puncte (știfturi) de ancorare a arcurilor de întindere. b. Defecte specifice mecanismului de scară Defectele cele mai frecvente sînt: — ruperea firului sau firelor flexibile de antrenare; — încălecarea firului flexibil pe tambur sau pe axul de antrenare — ruperea, desprinderea sau slăbirea resoartelor spirale de întindere a firelor flexibile; — slăbirea șuruburilor de fixare a tamburului pe axul condensatorului variabil sau pe axul sistemului de angrenare; — deplasarea acului indicator pe firul flexibil. La aceasta se adaugă slăbirea șuruburilor de strîngere a butonului de acord pe axul de antrenare. c. Localizarea defectelor Defectele mecanismului de scară și de orientare a antenei de ferită se constată și după efortul depus la acționarea sistemului de comandă. Dacă indicatorul de scară este căzut sau nu se deplasează odată cu acționa- rea butonului de acord (fig. 19.33, a), dar se poate face selecția posturilor, înseamnă că defectul aparține resortului de întindere sau scripeților de ghidare a firului flexibil de antrenare a acului indicator. Dacă acul indicator de scară poate fi acționat insă nu poate face selecția posturilor, atunci defectul revine firului flexibil de antrenare a tamburului (punct de control 3, fig. 19,33), șuruburile de strîngere a tamburului pe axul condensatorului (punct de control 9, fig. 19.33, a și b). Dacă se rupe firul flexibil de antrenare a acului indicator de scară, atunci selecția posturilor se poate face deși acul indicator nu se deplasează (punct de control 5, fig. 19.33, b) sau sînt paralizate ambele comenzi (punct de control 5, fig. 19.33, c). încălecarea firului flexibil pe tambur se constată după efortul suplimentar care trebuie depus la rotirea butonului de acord. Slăbirea resoartelor se constată odată cu acționarea butonului de comandă, prin aceea că firul flexibil patinează iar acordul și deplasarea indicatorului de scară devine dificilă. 589 d. înlăturarea defectelor înlocuirea firului flexibil constituie problema principală într-o defec- țiune mecanică. Constructiv, firele flexibile sînt confecționate din fibre textile, mase plastice sau împletituri metalice (liță-diamant). Dacă nu se cunoaște traseul firului și modul de montare, atunci se vor respecta următoarele reguli generale : — înainte de înlocuire se va urmări lungimea totală și se va observa modul de înfășurare, iar dacă este posibil și numărul de spire pe diferiți tam- buri. Prin aceasta se respectă demultiplicarea și acoperirea întregii scări; — deplasarea indicatorului de scară trebuie să se facă către lungimi de undă mici (frecvențe ridicate), în timp ce condensatorul variabil se deschide (acord capacitiv) sau miezurile diamagnetice se deplasează către interiorul bobinelor (acord inductiv); — sensul de rotire a butonului de acord să coincidă cu sensul de deplasare a acului indicator pe scară. în general, pentru a ușura înlocuirea firului flexibil, în documentația tehnică sînt date detaliile de montare a acestuia. Figurile 19.34, a, b, c sintetizează aceste detalii pentru acord MA (fig. 34, a), acord MF (fig. 19.34, b) și orientarea antenei de ferită (fig. 19.34, c). Fig. 19.34. Detalii de montare a sforii (firului flexibil) a — acord AM: b — acord Mf; c — orientarea antenei de ferită. După montare se verifică : — întinderea firului flexibil; 590 — să nu existe nici un scripete nefolosit; — la deplasarea indicatorului pe scară sistemul de comandă să funcționeze lin și fără blocări; — parcurgerea întregii scări la rotirea condensatorului variabil între valorile limită; — corespondența postului recepționat cu acela indicat pe scară sau corespunzător frecvențelor de etalonare. Dacă firul patinează pe axul cu diametrul mic (nu se asigură transmi- terea comenzii), urmează ca acesta să fie înfășurat de mai multe ori pe ax. După înlocuirea firului urmează fixarea provizorie a acului indica- tor și, în continuare, poziționarea acestuia în dreptul frecvențelor de reper, după care se fixează definitiv. 2. COMUTATORUL DE GAME ȘI DE REGISTRU DE TON a. Tipuri constructive Eadioreceptoarele de construcție mai veche sînt echipate cu comuta- toare prevăzute cu axe cu came și contacte stabilite prin presiune sau cu comutatoare rotative cu discuri, tip universal (fig. 19.35, a). Eadioreceptoarele de construcție nouă sînt prevăzute cu comutatoare cu claviatură cu contacte alunecătoare (fig. 19.35, b) sau cu contacte stabilite prin presiune (fig. 19.35, c). La acestea se adaugă și comutatoarele de gamă cu claviatură și contacte cuțit. b. Defecte specifice comutatoarelor de game Comutatorul asigură trecerea de pe o gamă de undă pe alta prin rolul pe care îl îndeplinește în radioreceptor, el este una din piesele cele mai solicitate și ca urmare probabilitatea de detectare este mai mare. Defectele întîlnite mai des sînt: — blocarea axului rotor (fig. 19.35, a) punct de control 1) datorită deformării contactelor fixe sau mobile sau a îmbîcsirii cu murdărie a lagărelor; — blocarea clapei sau clapelor datorită apăsării mai multor clape simultan (fig. 19.35, b, punct de control 1) sau datorită slăbirii arcului de readucere în poziție inițială ; — nerevenirea în poziție de repaus a clapei apăsate, cînd se acționează o altă clapă (schimbarea gamei), din cauza slăbirii arcului de revenire (punct de control 3, fig. 19.35, b) sau din cauza frecării prea mari dintre contactele fixe și cele mobile; — revenirea după apăsare a clapei, din cauza tijei opritor ; — contacte nesigure, datorită defectării pieselor de poziționare (fig. 19.35, a) sau a blocării tijei opritor (fig. 19.35, c, punct de control 2); — murdărirea sau oxidarea contactelor fixe sau mobile ; — modificarea elasticității lamelelor de contact datorită obosirii materialului (fig. 19.35, b și o punctul 7); — joc prea mare în locașul de prindere a lamelelor de contact, din cauza lipiturilor repetate efectuate pe conexiunile plasate pe regletele din material plastic. 591 Fig. 19.35. Comutatoare de game: a — rotativ tip universal; b — cu claviatură si contacte alunecătoare; c — cu prin presiune. claviatură $1 contacte stabilite c. Localizarea defectelor Localizarea defectelor mecanice se face prin manevrarea comutatoru- lui pe toate gamele de undă, fie prin rotire, fie prin apăsarea clapelor. 592 Mărirea forței de apăsare sau de rotire a butonului precum și sunetul caracteristic produs la trecerea de pe o gamă pe alta constituie indicii de funcționare corectă sau incorectă a comutatorului. Starea fizică a contactelor, a lamelelor de contact, a resoartelor, ca și rămînerea clapei pe poziție de lucru, sînt manifestări ce ajută la localizarea defectului. Verificarea electrică a contactelor se face cu ohmmetrul pe perechi de contacte din grupe de comutare și pe fiecare gamă. Un contact sigur stabilit înseamnă rezistența zero, iar un contact deschis — rezistență infintă dacă verificarea se face pe circuite deschise. în cazul contrar, se măsoară valoarea rezistenței circuitului. Dacă ohmmetrul arată rezistență infinită în ambele cazuri, pot exista următoarele defecte : — contactul mobil este desprins de pe regletă ; — regleta mobilă este blocată sau se deplasează numai pe o porțiune de cursă; — contactul fix este deformat sau nu mai arcuiește ; — contactele sînt oxidate sau îmbîcsite cu murdărie. în timpul verificărilor, ohmmetrul se comută pe scara cea mai mică. d. înlăturarea defectelor Curățirea contactelor se face cu ajutorul unei pensule sau cu o bucată de vată înmuiată în alcool sau tetraclorură de carbon. Benzina se poate folosi numai la comutatoarele la care materialele izolante sînt din pertinax, ceramică sau alte materiale izolante, insolubile în benzină. în timpul operației de curățire, comutatorul va fi acționat pe toate gamele în scopul îndepărtării prafului și oxizilor. Se va avea grijă să nu se producă ruperea firelor de legătură la bobine, să pu se deplaseze miezurile bobinelor, șuruburilor de reglaj ale condensa- toarelor ajustabile etc. Dacă curățirea s-a făcut cu benzină se va evita punerea sub tensiune a radioreceptorului înainte de evaporarea totală a benzinei din cauza perico- lului de incendiu (provocat de scînteile ce pot avea loc la stabilirea și ruperea contactelor). Arcuirea contactelor se execută prin cambrarea lor (punct de control 7, fig. 19.35, b și c). Deblocarea tijei opritor ca și asigurarea forței de revenire în poziție de repaus, necesită reașezarea tijei în ghidaje și prinderea arcului ei (punct de control 2 și 4, fig. 19.35, c). Contactele care și-au pierdut elasticitatea se înlocuiesc. Pentru aceasta se dezlipesc conexiunile, se scoate tija opritor, apoi regleta mobilă, se taie contactul de la ghiarele de oprire. Se introduce un contact nou în locul celui defect, după care urmează operațiunile de montare, în ordine inversă. Dacă defectul afectează resoartele spirale, plăcuțele cu contacte, clapele etc., se recomandă schimbarea lor. După repararea și curățirea pieselor mecanice, se impune ungerea locului de frecare din ghidaje și de la pîrghii, cu ulei de ceasornicărie. 38-e. 406 593 J. ETAPA FINALĂ A DEPANĂRII. CONCLUZII Depanarea radioreceptoarelor presupune o muncă metodică care contribuie la localizarea defectului (inclusiv a piesei defecte) printr-un număr minim de măsurări și ca atare într-un timp minim. Depanarea radio- receptoarelor pe criterii științifice reclamă următoarea ordine : — verificarea sumară a radioreceptorului nealimentat; — localizarea defectului la nivelul tronsonului sau al etajului; — stabilirea piesei (pieselor) defecte și a cauzei care a condus la deteriorare. în succesiunea logică dată, se vor efectua următoarele operații: — determinarea defectului, fie prin măsurări obiective (de performanțe), fie subiectiv, prin aprecierea performanțelor sau după manifestările acustice ale radioreceptorului; — localizarea piesei defecte în mod direct, corelînd rezultatele măsură- rilor cu modificările parametrilor piesei, sau în mod probabilistic, restrîn- gînd numărul măsurărilor prin împărțirea lanțului de semnal în tronsoane, etaje și elemente de circuit, ultimele pe grupe de funcțiuni electrice ; — repararea sau, după caz, înlocuirea piesei (sau pieselor) defecte numai după măsurarea parametrilor acesteia și după stabilirea și înlătura- rea cauzei care a condus la defecțiune; — montarea sau introducerea în radioreceptor a piesei reparate sau cu performanțe reduse, dacă posesorul consideră mulțumitoare funcționarea cu piese originale; — încercarea de durată, în care radioreceptorul este supus unor șocuri mecanice, în scopul punerii în evidență a fenomenului de microfonie, a scurtcircuitelor, defecțiunilor în tuburile electronice, a defectelor tehnolo- gice (lipituri reci), contactele slabe etc.; — verificarea calității reparației, care implică refacerea tuturor măsurărilor de performanțe și confruntarea lor cu valorile din prospect. Modificările aduse montajului trebuie incluse în documentația care însoțește radioreceptorul (schema de principiu). După determinarea defectului, adică după primele rezultate obținute obiectiv sau subiectiv, eventual numai prin verificarea sumară, radio- receptorul poate fi încadrat în următoarele clase de defecțiuni; — radioreceptorul are sensibilitate nulă pe toate gamele sau pe anumite game de undă .(audiție nulă); — radioreceptorul funcționează cu performanțe reduse ; — radioreceptorul prezintă defecțiuni mecanice. Clasificarea dată conține în esență metoda optimă de depanare, de maximă generalitate, ce nu pleacă de la defectele etajului, ci de la simptom ca formă obiectivă sau subiectivă de manifestare a radioreceptorului. CUPRINS Cap. 1. Transmiterea informației prin radio 3 Cap. 2. Circuite de intrare și antene de recepție 8 Cap. 3. Amplificatorul de radiofrecvență 42 Cap. 4. Schimbătorul de frecvență 72 Cap. 5. Oscilatorul local 96 Cap. 6. Amplificatorul de frecvență intermediară 124 Cap. 7. Limitatorul de amplitudine 153 Cap. 8. Demodulatorul 162 Cap. 9. Amplificatorul de audiofrecvență 186 Cap. 10. Blocul de alimentare 240 Cap. 11. Tipuri de radioreceptoare 263 Cap. 12. Radioreceptoare speciale 309 Cap. 13. înregistrarea și redarea sunetului 333 Cap. 14. Reglajele radioreceptoarelor 398 Cap. 15. Performanțele generale ale radioreceptoarelor 457 Cap. 16. Modernizarea radioreceptoarelor 485 Cap. 17. Principii de montare, cablare și asamblare a radioreceptoarelor 498 Cap. 18. Aparatura necesară pentru repararea radioreceptoarelor, picupurilor și mag- netofoanelor 510 Cap. 19. Metode generale de reparare 530